35一种耦合感容高增益升压变换器

1、一种耦合感容高增益变换器魏国兵，(江苏省新能源发电与电能变换(航空航天大学)，江苏省市 210016)摘要：非型高增益 DC/DC 变换器在不间断电源系统、电动汽车、光伏与电池发电并网系统等诸多领域得到了广泛的应用，它需具备高增益及高效率的特点。基本 Boost 变换器由于电压增益受到寄生参数的影响，并且为了保证变换效率，一般只适用于电压增益不大于 5 的场合。因此，研究非型高效率、高增益 DC/DC 变换器具有重要意义。针对现有非型高增益变换器结构复杂、效率较低的，于是在开关单元的基础上进行了改进，利用耦合感容升压单元与 Boost 变换器进行结合，形成了 Boost 耦合感容高增益变换器，

2、进而详细分析了变换器的工作原理与性能，并制作实验原理样机，用实验来验证理论分析的正确性。：耦合感容；非；高增益；DC/DC 变换器A High Step-up DC/DC Converter With Coupled-Inductor-capacitorWEI Guobing, TANG Yu, FU Dongjin(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation ander Conver(Nanjing university of Aeronautics & Astronautics), Nanjing 210016, JiangsuProvi

3、nce, China)Abstract: The non-isolated high step-up DC/DC converter has been widely used in un errupteder supply system, electric vehicles, photovoltaicand fuel cell grid-connected system, and other fields, but it needs high voltage gain and high efficiency. The conventional boost converter cannotach

4、ieve very high voltage gain due to parasitic parameters. Therefore, it is significance to find a new converter. According to the complex structure andlow efficiency of the existing converter, a new converter with coupled-inductor-capacitor was proed. The operation principle and the characteristicsof

5、 the converters were discussed, and the prototypes were established to conduct the experiments.Keywords: coupled-inductor-capacitor; non-isolated; high step-up; DC/DC converterensity discharge，HID)等也都需要实现高增益功率变换2-4。大量的文献研究了高增益 DC/DC 变换器。文献5-7引言随着光伏、电池等绿色能源的不断应用和发展，高增益 DC/DC 变换器受到广泛的研究和关注1。在其它讲述了型变换器

6、通过调节变压器的原副边匝比关系工业应用场合中，例如不间断电源(unerrupteder来实现高升压变换。仅通过调整匝比来实现高增益，一supply，UPS)、X 光机高压直流电源、阴极射线管(cathoderay tube，CRT)显示器、汽车前端的高压气体放电灯(high是由于匝比太大导致变压器设计；二是输出二极管的电压应力较大，加剧了其反向恢复问题，降低了效率，也会导致严重的 EMI 问题，另外型变换器需要变压1耦合感容高增益变换器器以及传感器，所以文献8得出了升压变换1.1 Boost 耦合感容高增益变换器的原理分析器在体积和重量与成本方面不具有优势的结论。将耦合感容升压单元与 Boos

7、t 基本电路结合，形成如图 1（a）所示的 Boost 耦合感容高增益变换器。将耦合考虑到高增益场合对增益有较高的要求，而单个Boost 变换器增益不高的现状，文献9将几个 Boost 变换电感等效为原副边匝比为 n 的变压器与励磁电感 Lm 并联后再与漏感 Lk 串联，其等效电路图如图 1（b）所示。为了便于分析，假设励磁电感无限大，励磁电流连续；输器进行级过增益相乘的方式来获得较大的系统增益，其增益较 Boost 有了很大。该变换器后级器件电压应力为输出电压，开关管开关损耗较大，反向恢复问出电容足够大，电容电压纹波忽略。题严重，前级器件由于流过较大的电流，导通损耗较大。图 2 为变换器的主

8、要工作波形，根据 Lk 与 Cr 的谐振周期的不同，变换器可以工作于低于谐振频率（Below文献10对简单级联型 Boost 变换器进行了改进，将两个开关管简化成单个开关管，简化了拓扑结构与控制难度。Resonance Frequency，BRF）模式（LkCr DTs ）与高于谐振（Over Resonance Frequency，ORF）模式但该电路开关管的电压应力仍然很大，变换器效率仍然较低。为了进一步优化该拓扑，文献11做了改进，引入有源箝位技术，使得开关管实现零电压开通，因而系统（Lk Cr DTs ）工作，图 3 为对应的等效电路。（A） BRF 工作模式：模态 1 t0t1：等效

9、电路如图 3(a)所示，在 t0 时刻前，开关管 S1 与续流二极管 Dr 处于导通状态。由于输入电压效率得到了一定的，但仍存在导通损耗大、控制复杂、总效率问题。通过开关管、二极管的通断，切换电路中多个电感、电容间的连接方式，文献12-13先后提出了开关电感单Ns *元、开关电容单元和有源网络结构。开关电感/电容 BoostCr变换器、有源网络变换器各有优缺点，需要根据不同应DrDo* Np用场合进行优化选取。文献14-17通过合理的设置耦合S1RL电感的匝比，耦合电感类变换器也能获得很高的电压增Co益。将 Boost 电路和反激电路集成，使它们的输出相串联，得到具有较大增益的集成 Boost

10、-Flyback 变换器，但是输iNs *Cr Ns出侧串联的多个电容之间的电压平衡是个需要重视的问VCriLkLm题。LkDrS1D开关电感/开关电容通过控制储能元件的连接方式，* NpiNpCoRL达到高增益的效果，但单独开关单元升压作用有限。本Vi文在开关单元的基础上进行优化改进，提取耦合感容升压单元，并与 Boost 变换器进行结合，获得耦合感容类高增益变换器，然后详细分析了其工作原理与性能，制作图 1 Boost 耦合感容高增益变换器及等效电路Fig.1 High step-up Boost converter with cou-了实验原理样机，搭建实验验证理论分析的正确性。pled

11、-inductor-capacitor and equivalent circuito模态 3 t2t3：等效电路如图 3(c)所示，续流二极管Dr 与输出二极管 Do 仍处于导通状态。原副变电流 iNp、iNs反向上升，储能电容开始放电，漏感电流与励磁电流继VgsikiLmik iLmVcr续下降，当 iLk 下降到 iLm/(N+1)时，续流二极管关断，该模态结束；iDrVDr模态 4 t3t4：等效电路如图 3(d)所示，续流二极管Dr 关断、输出二极管 Do 继续导通。耦合电感原副边与储能电容串联放电，此时耦合电感相当于较大的电感，故iNp iiNpiNsNsVSVDo放电电流近似为恒

12、流，大小为 iLm/(N+1)；模态 5 t4t5：等效电路如图 3(e)所示，开关管 S1、续流二极管 Dr 由关断转为导通，输出二极管 Do 关断。输入电压源 Vi 对励磁电感充电，励磁电流线性上升，储能电容 Cr 通过耦合电感与 Lk 产生谐振，对耦合电感进行谐振充电，当原副边电流反向减小到零时，该模态结束。（B） ORF 工作模式：该模式与 BRF 工作模式基本相同，但由于谐振周期较短，该模式与 ORF 工作模式在模态 2 与模态 3 上不同：t0t1t2t4t3t5DTs(1-D)TsTs（a）BRF 模式VgsikiLmiLmikVcriDrVDriNp iNsiNpiNs模态 2

13、 t t ：在t 时刻，由于漏感电流 i 谐振降121LkVS至励磁电感电流，因此原副边电流降至零。之后储能电VDo容Cr 与漏感Lk 继续谐振，储能电容向耦合电感转移能量。当续流二极管 Dr 电流谐振至零时该模态结束，Dr 实现零电流关断，无反向恢复现象；t3t0t1 t2t4t5(1-D)TsDTsTs（b）ORF 模式图 2 Boost 耦合感容高增益变换器的主要工作波形模态 3 t2t3：续流二极管 Dr 关断后，耦合电感原副边与储能电容串联，此时耦合电感相当于大电感，故Figure.2 The main waveforms of high step-up Boostconverter

14、 with coupled-inductor-capacitor充电电流近似为恒流，大小为 iLm/(N+1)。Vi 的充电作用，励磁电感的电流线性上升，与此同时，漏Ns*感 L 与 C 产生谐振。此时耦合电感不仅单纯能量，krLmCr同时作为一个变压器向储能电容 Cr 进行充电；LkDrS1Do*Np模态 2 t t ：等效电路如图 3(b)所示，S 由导通转1 21CoRoV为关断，输出二极管 Do 开通，续流二极管 Dr 继续导通。由于励磁电感与漏感承受反向电压，漏感电流与励磁电i流开始下降，励磁电感对负载与储能电容放电，原副变电流逐渐减小至零时该模态结束；（a）模态NsNs*LmLmC

15、rCrLkDrDoLkDrDo*Np*NpS1S1ViCoRoCoRoVi（）模态（）模态Ns*N*sLmCrLmCrLkDrDo*NpLDDk*NprS1CoRoVSi1CoRoVi（）模态（）模态Ns*图 3 Boost 耦合感容高增益变换器等效电路LmCrFig. 3 The equivalent circuit of high step-up BoostLkDrDoconverter with coupled-inductor-capacitor*NpS11.2 Boost 耦合感容高增益变换器的特性分析ViRoCo为了简化分析，这里假设储能电容的电压在一个开关周期内保持不变；理想情况

16、下耦合电感完全耦合，漏感为0 且副边绕组与原边绕组匝比为N。则电路特性如下; (A)变换器增益忽略漏感，且储能电容电压为常量，则变换器的工（）模态Ns*LmCr作模态简化两个模态：LkDrS1Do*Np当开关管S 导通时，励磁电感被输入源充电，储能1ViCoRo电容被折算到副边的输入电压充电：VLm Vi(1.1) NViVCr（）模态当开关管S1 断开，Do 导通时，储能电容与耦合电感原副边串联放电，则励磁电感电压可表示为：o Vo VCr ViV期内近似为一个常量，简化后的波形如图 5 所示。 Lm(N 1) NViVCr(1.2)Vgs根据电感的伏秒平衡原理，理想情况下的变换ikiLmI

17、kik iLmiDriNp iNs器的电压增益：N 11 DGideal(1.3)iNpiNs图4 为变压器增益与耦合匝比与占空比之间的关系，iDo可以看出耦合感容变换器可以通过设计合适的匝比来拓t5t0tt14DTs(1-D)Ts展增益。当 N=0 时，与 Boost 增益相同，随着 N 的增大，增益也随之增大，避免了高升压场合中极大占空比的出Ts图 5 简化后 Boost 耦合感容变换器主要电流波形现。Fig. 5 The main current waveforms of high step-up Boost302724211815129630converter with coupled

18、-inductor-capacitor简化后，变换器主要包含两个工作模态：开关通期间t4t1、开关管关断期间t1t4。由于储能电容一个周期内平均电流为 0，则耦合电感等效原副边变压器平均电流为 0，则漏感电流平均值 I 与励磁电感平均电流 IkLm相同为都为输入电流平均值 Iin。当开关通时，漏感电流在输入源的激励下线性00.10.20.30.40.50.60.70.80.9占 占 占 (D)上升，则漏感电流变化量与励磁电流之间关系为：Ik2则在开关ILmN 1图 4 Boost 耦合感容变换器增益与匝比及占空比之间的关系D I I I(1.4)LmkinFigure 4 The relati

19、onship of gain, turns ratio and duty通期间，漏感承受电压 VLk:cycle of high step-up Boost converter with cou-IkV L(1.5)pled-inductor-capacitorLkkDTs（B）漏感对增益的影响通期间励磁电感电压 VLm(4-1)与储能电容则开关由模态分析可以发现，耦合电感中漏感的存在可以电压 VCr 分别为：抑制电路中当输入电压通过耦合电感向储能电容传递能VLm(41) Vi VLk(1.6)量时，由于电压源与电容并联而产生的电流过冲；但漏 N (Vi VLk )VCr感的存在也不可避免的带

20、来了占空比丢失，这将在开关管关断期间，漏感、耦合电感原副边、储能对变换器的增益产生影响。为了简化分析，将时间极短电容串联，漏感相对耦合电感较小承受电压可忽略，因的模态 2、模态 3 忽略。由于漏感与 Cr 谐振周期较大，此励磁电感电压 VLm(1-4)：认为 i 线性变化,另外认为 L 足够大，i 在一个工作周LkmLm占 占 占 占 (G)N=4N=3N=2N=1N=0令 Lk fs ，联立式（1.5）、式（1.6）、式（1.7） (V V V ) / (N 1)VLm(14)oiCrR(1.7)LV N (V V )CriLk对励磁电感列伏秒平衡：D(1 D) D2 (1 D)2 8N（D

21、+N） D2 (1 D)24N (D N )1 N1 DGk（1.8）图 6 所示为输出电压 400V，输出功率为 1000W，fs为 100k 条件下，Boost 耦合感容变换器在不同漏感、不 同匝比下的增益曲线。对比图 3 可见，随着漏感的增大，变换器的增益逐渐减小。行相关实验验证。图 7 为输入 35V，输出电压 400V，输出功率 250W条件下，Boost 耦合感容变换器在 BRF 模式下的实验波形。其中，图 7（a）为开关管驱动信号 Vgs 与开关管电压VS、输出二极管 VDo 的电压波形。图中可见，开关管 S1302724211815129630L =3uHkLk=6uH Lk=

22、9uH与输出二极管 D 的电压应力与输出电压相同为 400V。o图 7（b）为续流二极管电压 VDr、电流 iDr 的波形，其电压应力在匝比为 3 时为 300V，与理论分析相符；当开关管关断时，iDr 在漏感的作用下降至零，Dr 电压开始上升，由于二极管的结电容的存在，与漏感发生谐振，产生电N=4N=3N=20.20.30.40 5占 占 占 (D)0.60.70.8压尖峰。图 7（c）为耦合电感原副边绕组的电流，由图图 6 漏感对 Boost 耦合感容变换器增益的影响可知，当开关管关断时，其原副边串联相当于大电感，Fig. 6 Effect of leakage inductance on

23、 the gain of high电流近似为恒值，与理论分析一致。图 7（d）为开关管驱动信号 Vgs 与输出电压 Vo、储能电容 VCr 的电压波形，step-up Boost converter with coupled-inductor-capacitor2 实验验证由于储能电大，其电压波形近似为恒值；由于漏感的存在，占空比稍大于理论值。为了验证关于Boost 耦合感容变换器理论分析的正图 8 为输入 35V，输出电压 400V，输出功率 250W确性，选取适当的器件和参数（见表 1）搭建实验进表 1 Boost 耦合感容变换器选用器件及参数Tab 1 Deviand parameter

24、s of high step-up Boost converter with coupled-inductor-capacitor规格参数规格参数25V-45VMUR1540输入电压 Vi续流二极管 Dr400VDH06G65C5输出电压 Vo输出二极管250WNp:Ns=1:3输出功率 Po耦合电感匝比100kHz开关频率fs储能电容Cr2.2uF/250V（4 个并联CBB）（BRF 模式）0.1 uF/630V（2 个串联CBB）（ORF 模式）IRFP460470uF/450V功率开关管S1输出滤波电容Co占 占 占 占 (G)VgsVgsVSVSVDoVDot(4us/占(a)t(4

25、us/占)(a)VgsiDrVgsVDriDrVDrt(4us/占 )t(2us/占 )(b)t(4us/占 )t(2us/占 )Vgs(b)iNpVgsiNsiNpt(4us/占(c)iNst(4us/占)(c)VgsVCrVgsVoVCrVot(4us/占 )(d)图 8 Boost 耦合感容变换器 ORF 模式实验波形t(4us/占(d)图 7 Boost 耦合感容变换器 BRF 模式实验波形)Fig. 8 Experimental waveforms of high step-up Boostconverter with coupled-inductor-capacitor (ORF

26、mode)Fig. 7 Experimental waveforms of high step-up Boostconverter with coupled-inductor-capacitor (BRF mode)条件下，Boost 耦合感容变换器在ORF 模式下的实验波VCrVgs20V/占VoVDr400V/占iDr20A/占Vgs20V/占VDo200V/占 占VS200V/占Vgs20V/占Vgs20V/占iNs2A/占iNp10A/占占占占占占占200V/占 占占 100V/占占占占占占占占占占占占占VDo占 200V/占VS占 200V/占Vgs占 20V/占 占VCrVgs20

27、V/占VDriDrVgs20V/占 占VoiNs占 2A/占iNp10A/占Vgs20V/占 占占400V/占 占占 20A/占 占占200V/占 占占 100V/占 占占占占占占形。图 8（a）与图 7（a）相同为开关管与输出二极管的active-clflyback-forward converterJIEEE Trans.电压波形，实验结果与理论分析一致。图 8（b）为续流on Industry Electronics，2012，59(1)：599-610二极管电压 VDr、电流 iDr 的波形，由于工作在 ORF 模式，在开关管关断前，iDr 已降至 0，实现了续流二极管的零电流关断，消

28、除了续流二极管的反向恢复现象。图 8（c）3Rosas-Caro J C，Ramirez J M，Peng F Z，et alA DC-DCmultilevel Boost converterJIETer Electronics，2009，59(1)：129-137为ORF 模式下耦合电感原副边绕组的电流，由图可知，4Li W H，Liu J，Wu J D，et alDesign andysis of isolated在开关管关断前，电流已进入恒流模式，与理论分析一ZVT Boost converters for high-efficiency and致。图 8（d）为开关管驱动信号 Vgs

29、与输出电压 Vo、储能电容 VCr 的电压波形。处于 ORF 模式时，由于储能电小，其电压波形脉动较大。变换器在BRF 模式与ORF模式下的实验波形证实了理论分析的正确性。high-step-up applicationsJ IEEE Trans. onerElectronnics，2007，22(6)：2363-23745Cao D, Jiang S, Peng F Z, et al. Low cost transformerisolated booslf-bridge micro-inverter for sin-gle-phase grid-connected photovoltaic

30、systemC. IEEE3 结论C, 2012:71-78.本文在开关单元的基础上进行了拓扑结构改进，提6Lin B R, Hsieh F Y. Soft-Switching ZetaFlyback取了耦合感容升压单元，并与 Boost 变换器进行结合，形Converter WiBuckBoost Type of Active ClJ.成了 Boost 耦合感容高增益变换器。该变换器具有如下特IEEE Tranions on Industrial Electronics, 2007,点：54(5):2813-2822.1）结合了开关电感、开关电容单元和 Boost 变换器7Wang C M.

31、 A novel ZCS-flyback converter wisimple结构简单的优点，在相同的应用场合下，增益更大，磁ZCS-commuion cellJ. IEEE Tranions on性元件体积更小，功率器件电压应力更低；Industrial Electronics, 2008, 53(2):749-757.2）当变换器工作在 ORF 模式时，可消除续流二极8Li W, He X. Review of Nonisolated High-Step-Up DC/DC管的反向恢复现象。Converters in Photovoltaic Grid-Connected Applica-实

32、验结果证明了上述结论。tionsJ. IEEE Tranions on Industrial Electronics,参考文献2011, 58(4):1239-1250.9L. Huber, M. M. Jovanovic. A design approach for server1，等一种交错控制高增益 ZCT Boosters for networking applicationsC. IEEE变换器J中国电机工程学报，2013，33(12)：18-23 LuoELEC, 2000:1163-1169.Quanming ， Yan Huan ， Zhi Shubo ， et al An i

33、n-10T. F. Wu, T. H. Yu. Unified approach to develoterleaved high step-up zero-current-transition Boostsingle-stageer convertersJ. IEEE Trans. on Aerosp.converterJProceedings of the CSEE，2013，33(12)：Electron. Syst., 1998, 34(1): 211-223.18-23(in Chi)1B. R. Lin, J. J. Chen.ysis and implemenion of2 Li W H，Fan L L，Zhao Y，et alHigh-step-up anda soft switching converter with high-voltage converhigh-efficiency fuel-celler-generation system withratioJ. IET-er Electron, 2008, 1(3): 386-394.直流变换器J中国电机工程学报，2011，31(24)：40-45Wu12Axelrod B ， Berkovich Y ， IoinoviciHongfei，Gu Junyin，Z