611-4砖宽输出电压高效率llc谐振dc变流器设计

1、1/4 砖宽输出电压高效率 LLC 谐振 DC-DC 变流器设计，吴新科（浙江大学电气，浙江 杭州 310027）摘要：随着用电设备对供电需求要求的提高，高效、高功率密度已经成为电源模块的发展趋势。半桥 LLC 电路作为最常用的拓扑之一，可以通过调频实现宽输出电压范围。要实现其高效率一方面需对谐振腔参数进行优化设计；另一方面对变换器准确的损耗分析才能找到正确的效率优化方向。但由于对交流电阻等参数的经验预估会有偏差，会导致理论计算确。对半桥 LLC 电路谐振腔进行了优化设计，提出了通过实验对比测算来估计交流电阻的方法。：LLC 电路；砖块电源；谐振腔设计；交流电阻1/4 Brick Wide O

2、utput Voltage High Efficiency LLC Resonant ConverterDesignJinxu(College of Electrical Engineering, Wei Qin, Xinke WuUniversity; Hangzhou China; 310027 )Abstract：With the increased need ofer supply of electrical equipment, high efficiency higher density ising a trend. As one ofwidely used topology, h

3、alf bridge LLC converter can adjust the output voltage through changing the working frequency. To achieve highefficiency, on one hand it needs to optimize the parameters of the resonant; on the other hand, accuraossysis helps to find theright way to improve efficiency. However, parameter estimation

4、may appear deviation sot the calculating results may be inaccurate. Thispr optimized the resonantand proed a measurement method to calculate acthrough experimental comparison.Keywords: LLC resonant converter；bricker module；resonantdesign；AC软开通和软关断，能够显著减小开关损耗，利于实现高效率。图 1、图 2 分别为 LLC 半桥整流结构简化电路图和主要器件的

5、电压、电流波形图。电路中 Vin 表示输入直流电压；S1、S2 分别为原边开关管上下管； Lr、Cr 为谐振电感和谐振电容；T 为副边是心抽头结构的变压器；SR1、SR2 为副边同步整流管；Co 为输出滤波电容；Ro 表示负载。本文基于该电路研制了一台额定输入电压 400Vdc，输出电压 30Vdc，输出 20V32V 可调，输 出功率 600W 的实验样机。由于副边电流较大，副边 采用两个相同的电路结构并联的方式来减小导通损耗。关于 LLC 电路，针对不同的输入输出特性有不同的参 数设计与优化方案3-5，比如输出宽范围或者输入宽 范围等不同场合。本文主要分为三个部分，第一部分主要讲针对宽输出

6、电压范围时谐振腔参数的优化设计；引言随着用电设备能耗的增长，其对供电模块的要求也越来越高，为了满足高效和高功率密度的要求，供电模块的小型化、高频化已成为趋势1。频率升高时开关损耗会随之增加，为提高效率，各种软开关电路已成为高频电路里的常用拓扑。LLC 电路作为一种软开关电路被广泛应用，因为它能够实现全负载范围内的原边开关管的零电压开关和副边同步整流管的零电流开关2。本文所研究的电路结构原边采用 LLC 半桥整流结构，副边采用中心抽头的整流结构，拓扑简单，使用器件少，利于实现高功率密度；通过合理设计 LLC 拓扑结构能够在全负载范围内实现原边开关的的软开通（ZVS-on）和小电流关断，同时副边整

7、流管能够实现第二部分主要是结合实验实测波形及数据对整机电路的损耗分析；第三部分中实验结果对设计和分析思路进行了验证。最后对文章所做的工作进行了总结。同步整流管的散热性能，本文实验中采用了“原-副-副-原”的结构方案。S1SR1LrT+Vin-LmS2CrSR2图 1 半桥 LLC 电路原理简图图 3 绕组结构和磁动势（MMF）分布图1.2 谐振腔参数设计 励磁电感 Lm 的计算：电路频率确定以后，要实现原边开关管的零电压（ZVS）开通，需要在上下两管开关信号的的死区时间（）内完成对原边开关管结电容的以及副边同步整流管（SR）折算到原边的结电容充放电7,由于副边 SR 结电容折算到原边后大大减小

8、，其影响可以近似忽略，因此在励磁电感 Lm 的计算时仅考虑原边开关 管的结电容。在确定的死区时间内恰好实现软开关时，有：图 2 电路主要波形图1 关键参数设计1.1 变压器设计LLC 电路变压器变比（原边比副边）：Vinn =2 Vo由于 Vin=400V，典型输出电压 Vo=30V，可解得 n=6.67。为兼顾高效、高功率密度的要求，样机频率 定于 200kHz，变压器磁芯尺寸选择 EC29.5。为了避免 副边导通损耗太大，变压器的匝数不能取太多，取副 边匝数 NS2=2，原边匝数NS1=13，即实际匝比为 13:2:2。由于邻近效应，变压器绕组在流过交流电流时等效电阻会变大，为减小变压器绕

9、组的交流损耗，需要减小变压器绕组的邻近效应。通过合理的绕组交错并联结构，会使绕组位置磁动势峰值越小，磁动势分布更加均匀，邻近效应的影响会有效减小6，因此设计时交错并联的效果越好交流系数会越小。图 3 为三种不同绕组结构的平面图及磁动势（MMF）分布图。从图中可以看出，“原-副-原-副-原”绕组放置结构磁动势幅值更小，分布更均匀，交错效果更好，理论上绕组交流电阻更小。但考虑到制作工艺的复杂度及副边n Vo ( Lm =2 tdead) tdead4 Cotr 其中: n为变压器变比，Vo 为额定输出电压，为开关周期，tdead为上下管驱动信号的死区时间，Cotr为原边开关管的等效输出结电容。本实

10、验中开关频率 fs 为 200kHz，死区时间tdead取250ns，根据可以得到所用原边开关管的等效输出结电容为 641pF，大体可计算得到 Lm=110uH。励磁电感 Lm 确定之后，只要再确定 Lr，根据谐振频率就可以求得谐振电容Cr 的大小。图 4 和图 5 是用来大致确定谐振电感 Lr 的曲线图。图 4 中Q 为谐振腔品质因数，m 为励磁电感 Lm 与谐振电感 Lr 的比值，该图表用来寻找满足增益条件的 m 的值。励磁电感 Lm确定后品质因数 Q 与 m 的关系确定，二者一一对应，CoRo可以在图中画出一条曲线。而图中两个分界面的交线2 结合实验数据的损耗分析本部分基本上通过实验对比

11、测量的方法，根据电压电流波形，计算各个元器件的损耗。2.1 原边 MOS 管损耗在设计为 30V 输出时，死区时间恰好设定在能够使原边开关管实现 ZVS 的时刻，因此原边开关管体二极管的导通损耗和反向恢复损耗可以忽略，实验测试波形如图 6。是通过仿真仿真得到的，分界线上的点对应电路固定的最大增益值5。仿真分析可以知道，该分界线左下方的平面是能够满足电路最大增益的区域，因此励磁电感 Lm 确定的关系曲线上位于该区域内的线段是能够满足最大增益的，其对应的 Q 和 m 的组合就是满足增益范围的可选的参数。m 的范围确定后，即相当于得到了可选择的谐振电感 Lr 的取值范围，从图中可以近似读出，应满足m

12、 2.2。m 取值越大，外加谐振电感越小，谐振电感上的损耗也随之减小；但由理论计算得到的图 5 可知，随着 m 的增大，相同的调压范围所需要的调频范围更宽，为了尽量减小谐振电感的损耗，又不使输出电压降低时调频的范围过宽，根据控制器和其它电路条件实验中取m = 6。/Q = m = 图 6 原边开关管 Vds 电压及驱动波形图因此导通损耗可以近似看作 MOS 管沟的道导通损耗：其中：为基波等效之后折算到原边的负载电阻，2Rac = 8 2_ = 2 1_其中：_为原边电流有效值，为原边开关管的导通电阻，1为沟道电阻的温度系数。由于原边开关管是零电压开通，不会造成损耗；关断时虽然以小电流关断，但关

13、断电压为输入电压，会有一定的关断损耗：1_off = 2 ( + ) Vin _ 其中：、分别为关断时刻电压上升时间和电图 4 品质因数 Q 与 m（Lm/Lr）的关系流下降时间，Vin 为输入电压，为关断时刻电流_值，为开关频率。2.2 外加谐振电感 Lr 损耗电感的损耗分为铜损和磁损两部分，磁损的计算直接通过查找磁材料的然后再与磁芯体积相乘：得到体积的磁损，core_Lr = _ 其中：_为电感工作时为电感的磁芯体积。体积的磁损，图 5 相同 peak 增益下不同 m 与增系谐振电感的铜损根据焦耳定律计算：耗和沟道导通的损耗两部分。频率提高体二极管con_Lr = 2_损耗所占会增大，尤其

14、是在副边输出电流比较大_其中：_ 为外加谐振电感的交流电阻通常_的确定是由直流电阻再乘以相应的交流系数来得到。但是大多数情况下该系数的选择往往是根据经验值来取，具有一定的盲目性。本文通过对比实验实际测试的方法大致确定其交流电阻，具体做法是:在磁芯、感量、匝数均不变的情况下，改变电感的线径来对比测试损耗差异。实际实验中使用的为 0.1mmx40 股的漆包线，假定在额定工作条件下其交流电阻为_ ，那么当减小线径为原来的一半（0.1mmx20 股）的时候，其交流电阻应变为原来的两倍，即2 _ 。两种情况下的样机损耗差异为，则 到交流电阻为：的情况下，SR 体二极管的导通损耗不能忽略。图 8 为常见的

15、模拟的 SR 控制的控制逻辑，值得注意的是，此种检测 SR 两端Vds 电压的控制，Vds 采样的PCB 走线回路一定要尽量靠近管子的引脚，采样回路尽量小。实际实验中，通常的体二极管的开通延时会比里要大一些，图 9 为实测的 SR 的波形。SR 的沟道导通损耗为：_ = _ 其中：_为一个耗，具体为：2SR 的沟道的能量损1( )2 _ 2 _ = 4 12SR 的体二极管导通损耗为： _ = 2= _图 7 为实际测得的外加谐振电感的交流电阻，由于测试存在误差，故_ 取数据的平均值。其中：_为一个周期内 SR 的体二极管的能量损耗，具体为：1 13 1_ = 4 () + ( ) 2202图

16、 7 实验测算得到的交流电阻2.3 副边同步整流管（SR）损耗副边使用 MOS 管代替二极管整流时，可以大大减小该部分损耗。在 SR 驱动信号的控制上，常见的模拟通常通过检测 SR 两端电压 Vds 的方式给定：当图 8 常见SR 控制的驱动逻辑图体二极管导通后，后驱动信号变为 流快减小到零时，检测到Vds 电压超过一定阈值，沟道道通；当流过 MOS 管电检测到另一电压阈值，给出关断信号。但是为了防止电流反流，会在体二极管导通后延时一定时间后再给开通信号，关断信号也在电流过零前给定。因此 SR 的损耗由体二极管导通的损图 9 满载（20A）时 SR 两端的 Vds 波形2.4 变压器损耗变压器

17、磁损的计算使用与谐振电感磁损计算相同的方法近似估算，均通过查里的磁损曲线得到体积的磁损，然后再乘以磁芯体积得到：core_T = _ 其中：_为变压器器磁芯体积。变压器原边铜损：体积的磁损，为变压图 11 额定点满载输出时关键器件损耗3 实验验证本部分中对样机进行了实测验证，在优化设计的额定点达到了 98%的峰值效率；宽电压范围输出的效率也进行了实验测试。表 1 为样机关键参数表。T_pri = 2_其中：_为变压器原边绕组的交流电阻，由于原边也为多股线，_可根据外加电感绕组的交流电阻近似估算得到。由于变压器副边为两组完全相同的结构并联，其副边铜损为：1)2 T_sec = 2 ( _2表 1

18、 实验样机关键参数因实验中电流波形会有些许不对称其中：_为副边电流有效值，_为单块副边PCB 绕组的交流电阻。副边绕组交流电阻_通过实验对测的方式得到，具体做法为：变压器副边及输出的整流结构为完全相同的中心抽头结构并联，假定单块板副边绕组的交流电阻为_，单块板测试和两块板测试损耗时可以得到二者的损耗差值,该差值理论上包含副边绕组铜损变化和 SR 损耗变化两部分。经过数据处理可得到：、副边并联的同步整流板也存在稍微的阻抗偏差，计算损耗与实验测试损耗有少许差距；图 12 为实验样机在额定输出电压点（30V）的效率曲线，最高效率点效率为 98%（不含辅助供电），出现在半载左右；图 13 为输出电压调

19、节时的效率曲线。图 14 为 1/4 砖尺寸的实验样机。2 _ =2_图10 为根据实验数据计算得到的变压器副边绕组的交流电阻，由于测试存在误差，故_ 取数据的平均值。图 12 额定点实测效率曲线图 10 实验测算得到的副边 PCB 绕组的交流电阻FrLrCrLmInputvoltageOutputvoltage200kHz17uH34.7nF110uH400V2032VConference and Exition, 2002.c 2002. Seventeenth IEEE.IEEE Xplore, 2002:1108-1112 vol.2.3 Lin R L, Lin C W. Desig

20、n criteria for resonantof LLCDC-DC resonant converterC/ IECON 2010 -, Conference onIEEE Industrial Electronics Society. IEEE, 2010:427-432.4 Choi H.ysis and Design of LLC Resonant Converter withegrated TransformerC/ App der Electronics Conference,图 13 输出调压时满载（20A）时效率曲线c 2007 - Twenty Second IEEE. IE

21、EE Xplore, 2007:1630-1635.5 Lu B, Liu W, Liang Y, et al. Optimal design methodology forLLC resonant converterC/ IEEE. IEEE Xplore, 2006:6 pp.6 Dowell P L. Effects of eddy currentsransformer windingsJ.Proceedings of the Institution of Electrical Engineers, 1966,113(8):1387-1394.7 Zhang W, Wang F, Costinett D, et al. Investigation of GalliumNitride Deviin High Frequency LLC Resonant ConverterJ.图 14 实验样机（1/4 砖）IEEE Tranions oner Electronics, 2