第5章开关型稳压电源课件

1、第5章 开关型稳压电源 5.1 概述 5.2 功率因数校正基本电路 5.3 零电压过渡(ZVT)单相有源功率因数校正电路 5.4 谐振型三相有源功率因数校正电路 5.5 PWM型直流变换器 5.6 谐振型直流变换器 5.7 并联均流技术 5.8 通信用DUM23高频开关组合电源 5.1 概 述 5.1.1 开关型稳压电源的组成 开关型稳压电源通常由输入滤波电路、 工频整流电路、 功率因数校正电路、 直流变换器和输出滤波器等部分组成， 如图5 - 1所示。 图 5 - 1 开关型稳压电源的基本组成 工频整流器的主要作用是将交流输入电压变换为直流电压。 该整流器通常采用单相或三相桥式整流电路， 为

2、了使输入电压比较平稳， 输出端还必须加入滤波电容。 功率因数校正电路的主要作用是： 通过升高整流器输出的直流电压， 迫使交流输入电流与交流输入电压的波形及相位基本相同， 从而使功率因数接近于1。 该电路通常采用直流升压变换器。 直流变换器的主要作用是将功率因数校正电路输出的直流高压变换为通信和其他电子设备所需的电压。 常用的直流变换器有单端变换器、 推挽变换器和桥式变换器等。 输出滤波器的主要作用是衰减直流变换器输出电压中的高频分量， 降低输出纹波电压， 从而满足通信和其他电子设备的要求。 输出滤波器也采用LC低通滤波器。 5.1.2 开关型稳压电源与其他稳压电源比较 目前， 通信和其他电子设

3、备采用的稳压电源主要有线性稳压电源、 相控型稳压电源和开关型稳压电路。 线性稳压电源中， 调整元件串联在负载回路中， 其作用就像一只可变电阻， 输入电压或负载变化时， 串联调整元件的压降改变， 从而使输出电压稳定不变。 当输入电压过高时， 串联调整管的功耗很大， 因此效率很低。 当输入电压波动范围为20 %时， 5 V稳压器的典型效率只有35%， 输入电压波动范围小于16%时， 典型效率也只能达到50%。 线性稳压器的主要优点是电路比较简单， 稳压精度较高， 输出纹波电压也较低。 近年来， 推出的低压差(输入和输出电压之差很低的)线性稳压器， 不仅具有线性稳压器的全部优点， 而且效率也有明显提

4、高， 目前已广泛应用于小功率低电压的电子设备中。 相控型稳压电源的基本工作原理是： 当输入电压或负载变化时， 改变晶闸管的导通角， 可使输出电压稳定不变。 与线性稳压电源相比， 由于调整元件(晶闸管)工作于开关状态， 所以功耗较小， 效率也较高， 通常可达到70%。 要求输入和输入隔离时， 相控型稳压电源的输入端必须加入工频变压器。 由于工作频率很低(50 Hz)， 所以变压器的体积和重量都很大， 同时输出端的电滤波电感和滤波电容的体积和重量也很大。5.2 功率因数校正基本电路 5.2.1 功率因数的基本定义 功率因数(PF)是指交流输入有功功率P与视在功率S的比值， 即 式中： r为基波因数

5、， 即基波电流有效值I1与电网电流有效值IR之比； IR为电网电流有效值； I1为基波电流有效值； VL为电网电压有效值； cos为基波电流与基波电压的位移因数。 在线性电路中， 无谐波电流、 电网电流有效值IR与基波电流有效值I1相等， 基波因数r=1， 所以， 功率因数PF应为： PF=cos 5.2.2 无功率因数校正电路的开关电源存在的主要问题 在无功率因数校正的开关电源中， 交流输入电压经整流后， 直接加到滤波电容器两端。 只有交流输入电压高于滤波电容两端电压时， 滤波电容才开始充电， 因此输入电流波形为宽度很窄的脉冲， 如图5 - 2所示， 这种电流的谐波分量很大， 输入总谐波失真

6、可高达100%130%。 图 5 - 2 单相桥式整流电路输入电压和电流的波形 功率因数较低的开关电源存在许多问题， 主要有： (1) 谐波电流污染电网， 干扰其他用电设备， 造成测量仪表产生较大的误差， 还会使电动机产生较大的噪声。 (2) 在输入功率一定的条件下， 输入电流有效值较大， 因此必须增大输入熔断器、 断路器和电源线的规格。 (3) 特别应当指出， 通信用开关型电源通常都采用三相五线制供电， 三相基波电流可分别由下列各式表示： Ia1 =Im1 sin t Ib1 =Im1 sin(t-120) Ic1 =Im1 sin(t+120)三次谐波电流可分别由下列各式表示： Ia3 =

7、Im3 sin 3t Ib3 =Im3 sin(3t-360) Ic3 =Im3 sin(3t+360) 由此可知， 三相电流的三次谐波分量是同相位的， 同理， 三相电流的六次、 九次等谐波分量也是同相位的。 由于三相电流都流过中线， 当功率因数为1时， 流过中线的电流为零； 当功率因数很低时， 中线内的电流很大。 由于中线无过流保护装置， 所以， 中线有可能因过热而着火。 5.2.3 功率因数校正的基本方法 在开关型电源中， 功率因数校正的基本方法有两种： 无源功率因数校正和有源功率因数校正。 采用无源功率因数校正法时， 应在开关电源输入端加入电感量很大的低频电感， 以便减小滤波电容充电电流

8、的尖峰。 这种校正方法比较简单， 但是校正效果不很理想， 通常经无源功率因数校正后， 功率因数可达到0.85。 此外， 采用无源校正法时， 功率因数校正电感的体积很大， 增加了开关电源的体积。 5.2.4 有源功率因数校正电路基本原理 有源功率因数校正(PFC)电路的原理框图如图5 - 3所示。 它主要由桥式整流器、高频电感L、 功率开关管VT、 二极管VD、 滤波电容C和控制器等部分组成。 该电路实质上是一种升压变换器。 控制器主要由基准电源、 低通滤波器、 误差电压放大器、 乘法器、 电流检测与变换电路、 电流放大器、 锯齿波发生器、 比较器和功率开关管驱动电路等部分组成。 功率因数校正电

9、路的输出电压经低通滤波器虑波后， 加入误差放大器， 与直流基准电压比较， 二者之差经放大后， 送入乘法器。 为了使功率因数校正电路的输入电流为正弦波并且与电网电压同相位， 市电电压经全波整流后， 也加到乘法器。 乘法器将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后形成基准电流信号， 送入电流放大器。 图 5 - 3 有源功率因数校正电路的原理框图 电流取样电阻RS两端电压正比于功率因数校正电路的输入电流。 RS两端输入电流反馈信号加到电流放大器， 与乘法器输出的基准电流信号相减。 误差信号经电流放大器放大后， 与锯齿波发生器产生的锯齿波电压， 都加入比较器C， 经比较后， 形成脉宽调制(PWM)信号。

10、 该信号经驱动电路放大后， 控制功率开关管VT(MOSFET)导通或关断， 使输入电流跟踪基准电流信号变化。 MOSFET导通后， 高频电感L中的电流iL(也即功率因数校正电路输入电流)线性性上升。 当iL的波形与整流后的市电电压波形相交时， 通过控制器使MOSFET关断。 功率因数校正电路输入电压和电流波形如图5 - 4所示。 可以看出， 输入电流平均值Iave 的波形始终跟随输入电压的波形， 因此功率因数非常接近于1。 图 5 - 4 功率因数校正电路的输入电压和电流的波形 5.2.5 有源功率因数校正控制器UC3854应用 1. 概述 UC3854是一种有源功率因数校正专用控制电路。 它

11、可以完成升压变换器校正功率因数所需的全部控制功能， 使功率因数达到0.99以上， 输入电流波形失真小于5%。 该控制器采用平均电流型控制， 控制精度很高， 开关噪声校低。 采用UC3854组成的功率因数校正电路后， 当输入电压在85260 V之间变化时， 输出电压还可保持稳定， 因此也可作为AC/DC稳压电源。 UC3854采用推拉输出级， 输出电流可达1 A以上， 因此输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFET。 2. UC3854的基本组成 UC3854内部框图如图5 - 5所示， 它由以下几部分组成： 欠压封锁比较器(UVLC)： 电源电压VCC 高于16 V时， 基准电压建立，

12、振荡器开始振荡， 输出级输出PWM脉冲。 当电源电压VCC 低于10 V时， 基准电压中断， 振荡器停振， 输出级被封锁。 图 5 - 5 UC3854内部框图 使能比较器(EC)： 使能脚(10脚)输入电压高于2.5 V时， 输出级输出驱动脉冲； 使能脚输入电压低于2.25 V时， 输出级关断。 以上两比较器的输出都接到与门输入端， 只有两个比较器都输出高电平时， 基准电压才能建立， 器件才输出脉冲。 电压误差放大器(VEA)： 功率因数校正电路的输出电压经电阻分压后， 加到该放大器的反相输入端， 与7.5 V基准电压比较， 其差值经放大后加到乘法器的一个输入端(A)。 乘法器(MUL)：

13、乘法器输入信号除了误差电压外， 还有与已整流交流电压成正比的电流IAC (B端)和前馈电压VRMS 。 电流误差放大器(CEA)： 乘法器输出的基准电流IMO 在RMO 两端产生基准电压。 电阻RS两端压降与RMO 两端电压相减后的电流取样信号， 加到电流误差放大器的输入端， 误差信号经放大后， 加到PWM比较器， 与振荡器的锯齿波电压比较， 调整输出脉训的宽度。 振荡器(OSC)： 振荡器的振荡频率由 14 脚和 12 脚外接电容CT和电阻RSET决定， 只有建立基准电压后， 振荡器才开始振荡。 PWM比较器(PWM COMP)： 电流误差放大器输出信号与振荡器的锯齿波电压经该比较器后， 产

14、生脉宽调制信号， 该信号加到触发器。 触发器(FLIP FLOP)： 振荡器和PWM比较器输出信号分别加到触发器的R、 S端， 控制触发器输出脉冲。 该脉冲经与门电路和推拉输出级后， 驱动外接的功率MOSFET。 基准电源(REF)： 该基准电压受欠压封锁比较器和使能比较器控制， 当这两个比较器都输出高电平时， 9 脚可输出 7.5 V基准电压。 峰值电流限制比较器(LMT)： 电流取样信号加到比较器的输入端， 输出电流达到一定数值后， 该比较器通过触发器关断输出脉冲。 软启动电路(SS)： 基准电压建立后， 14 A电流源对SS脚外接电容CSS 充电。 刚开始充电时， SS脚电压为零， 接在

15、SS脚内的隔离二极管导通， 电压误差放大器的基准电压为零。 3. 管脚排列及功能 UC3854有多种封装形式， 常用的是DIL-16封装。 这种封装的管脚排列如图5 - 6所示。 1 脚GND接地脚： 所有电压的测试基准点。 振荡器定时电容的放电电流也由该脚返回， 因此定时电容到该脚的距离应尽可能短。 2 脚PKLMT峰值限流： 峰值限流门限值为0 V。 该脚应接入电流取样电阻的负电压。 为了使电流取样电压上升到地电位， 该脚与基准电压脚(REF)之间应接入一只电阻。 图 5 6 DIL-16封装管脚排列 3. 管脚排列及功能 UC3854有多种封装形式， 常用的是DIL-16封装。 这种封装

16、的管脚排列如图5 - 6所示。 1 脚GND接地脚： 所有电压的测试基准点。 振荡器定时电容的放电电流也由该脚返回， 因此定时电容到该脚的距离应尽可能短。 2 脚PKLMT峰值限流： 峰值限流门限值为0 V。 该脚应接入电流取样电阻的负电压。 为了使电流取样电压上升到地电位， 该脚与基准电压脚(REF)之间应接入一只电阻。 3 脚CA Out电流放大器输出： 该脚是宽带运放的输出端， 该放大器检测并放大电网输入电流， 控制脉宽调制器， 强制校正电网输入电流。 4 脚ISENSE 电流取样电压负极： 该脚为电流放大器反相输入端。 5 脚Mult Out乘法器的输出端和电流取样电压的正极： 模拟乘

17、法器的输出直接接到电流放大器的同相输入端。 6 脚IAC 输入交流电流取样信号： 电流取样信号IAC 从该脚加到模拟乘法器。 7 脚VA Out电压放大器输出端： 该端电压可调整输出电压。 8 脚VRMS 有效值电压输入端： 整流桥输出电压经分压后加到该脚， 为了实现最佳控制， 该脚电压应在1.53.5 V之间。 9 脚VREF 基准电压输出端： 该脚输出7.5 V基准电压， 最大输出电流为10 mA， 并且内部可以限流， 当VCC 较低或使能脚ENA为低电平时， 该脚电压为零， 该脚到地应接入0.1 F 电容。 10 脚EAN使能控制端： 使UC3854输出PWM驱动电压的逻辑控制信号输入端

18、。 该信号还控制基准电压、 振荡器和软启动电路。 不需要使能控制时， 该脚应接到5 V电源或通过100 k电阻接到VCC 脚。 11 脚VSENSE 电压放大器反相输入端： 功率因数校正电路的输出电压经分压后加到该脚。 该脚与电压放大器输出端(7脚)之间还应加入放大器(RC)补偿网络。 12 脚RSET 振荡器定时电容充电电流和乘法器最大输出电流设定电阻接入端： 该脚到地之间接入一只电阻， 可设定定时电容的充电电流和乘法器最大输出电流。 乘法器最大输出电流为3.75 V/RSET 。 13 脚SS软启动端： UC3854停止工作或VCC 过低时， 该脚为零电位。 开始工作后， 14 A电流对外

19、接电容充电， 该脚电压逐渐上升到7.5 V， PWM脉冲占空比逐渐增大， 输出电压逐渐升高。 14 脚CT振荡器定时电容接入端： 该脚到地之间接入定时电容CT， 可按下式设定振荡器的工作频率： 15 脚VCC 正电流电压： 为了保证正常工作， 该脚电压应高于17 V， 为了吸收外接MOSFET栅极电容充电时产生的电流尖峰， 该脚到地之间应接入旁路电容器。 16 脚GT Drv栅极驱动电压输出端： 该脚输出电压驱动外接的MOSFET。 该脚内部接有箝位电路， 可将输出脉冲幅值箝位在15 V， 因此当VCC 高达35 V时， 该器件仍可正常工作。 使用中， 该脚到MOSFET的栅极之间应串入大于5

20、 的电阻， 以免驱动电容负载时， 发生输出电流过冲。 4. 实际应用电路 UC3854组成的250 W功率因数校正电路如图5 - 7所示。 该电路输入电压范围为85265V， 功率因数可达0.99以上。 图 5 - 7 250 W 100 kHz功率因数校正电路 1) 基本组成 该电路由两部分组成： 以UC3854为核心的控制电路和升压变换器电路。 升压变换器电路由1 mH升压电感、 功率MOSFET(APT5025)、 隔离二极管(VHV806)和450 F滤波电容等组成。 升压电感工作于电流连续状态。 在这种状态下， 脉冲占空比决定于输入与输出电压之比， 输入电流的纹波很小， 因此电网噪声

21、很小。 此外， 升压变换器的输出电压必须高于电网输入电压的峰值。 控制电路由UC3854及其外接元件组成。 GT Drv脚输出的PWM脉冲加到功率MOSFET的栅极。 驱动脉冲的占空比同时受以下四个输入信号控制： 11 脚VSENSE ： 直流输出电压取样信号； 6 脚IAC ： 电网电压波形取样信号； 4 脚ISENSE /Mult Out： 电网电流取样信号； 8 脚VRMS ： 电网电压有效值取样信号。 为了保护功率MOSFET， 该器件还有三个保护控制信号： 10 脚ENA： 启动延时； 13 脚SS： 软启动； 2 脚PKLMT： 限制最大电流。 2) 输入保护 ENA(使能)： 该

22、脚电压达到2.5 V后， 基准电压和驱动电压(GT Drv)才能建立。 接通电源并经过一定延时后， 才能输出驱动信号。 如果不用此功能， 该脚应通过100 k电阻接到VCC 脚。 SS(软启动)： 该脚电压可降低电压误差放大器的基准电压， 以便调整功率因数校正电路的直流输出电压。 该脚可输出14 A电流， 对0.01 F软启动电容充电， 使该电容两端电压从0 V上升到7.5 V。 RKLMT(峰值电流限制)： 该脚输入信号可限制功率MOSFET的最大电流。 采用图5 - 7 中所示的分压电阻时， 当0.25 电流取样电阻两端电压为(7.5 V2 k)/10 k=1.5 V时， 最大电流为6A(

23、6 A0.25 =1.5 V)。 此时， PKLMT脚的电压为0 V， 输出电流大于6 A时， 将开始限流。 为了滤除高频噪声， 该脚到地之间应接入470 pF旁路电容。 3) 控制输入 VSENSE (输出直流电压取样)： VSENSE 输入门限电压为7.5 V， 输入偏置电流为50 nA。 输出端分压电阻值应保证该脚输入电压不高于7.5 V， 如： 图5 - 7中的180 k电阻和47 nF电容组成电压放大器补偿网路。 IAC (电网输入电压波形取样)： 为了强制电网输入电流的波形与输入电压的波形相同， 必须在IAC 脚加入电网输入电压波形取样信号。 该信号(IAC )与电压误差放大器的输

24、出信号在乘法器中相乘， 产生电流控制回路的基准电流信号。 当电网输入电压过零时， IAC 脚的电流为零， 当电网输入电压达到峰值时， IAC 脚的电流应为400 A， 因此RAC 可按下式计算： IAC 脚与基准电压(REF)脚之间的电阻RREF 应为ISENSE /Mult Out(电网输入电流取样)： 0.25 电流取样电阻两端的压降加到4脚和5脚(即电流放大器的两输入端)之间。 630 pF和62 pF电感与24 k电阻组成电流放大器补偿网络。 电流放大器具有很宽的带宽， 从而可使电网电流跟随电压而变化。 VRMS (电网电压有效值取样)： 该电路交流输入电压可在85260 V之间变化，

25、 采用电网电压有效值前馈电路， 可保证输入电压变化时输入功率不变(假设负载功率不变)， 为此， 在乘法器中， 电网电流必须除以电网电压有效值的平方。 加到 8 脚(VRMS )的电压正比于已整流电网电压的平均值(也正比于有效值)。 该电压在芯片内平方后作为乘法器的除数。 乘法器的输出电流IMO (5脚)与6脚的输入电流IAC 和 7 脚(电压放大器输出)电压成正比， 与 8 脚VRMS 电压的平方成反比， 即 当VRMS 分别为1.5 V、 3 V、 4 V和5 V时， IMO 与IAC 和VVEA的关系曲线如图5 - 8所示。 图 5 - 8 乘法器输出电流IMO 与IAC 和VVEA 的关

26、系 4) PWM频率设定 在该电路中， 振荡器的工作频率为100 kHz， 该频率由 14 脚外接电容CT和 12 脚外接电阻RSET 决定。 设计电路时， 应首先确定RSET 。 因此该电阻值影响乘法器的最大输出电流IUMLTmax ： RSET 选用15 k电阻时， 设计电路时， 乘法器最大输出电流决不能超过IAC 的两倍。 当乘法器输出端(5脚)到0.25 取样电阻之间接入 4 k电阻时， 电流取样电阻中的最大电流为： RSET 确定后， 可根据所需的开关频率f， 按下式计 算定时电容CT的容量： 5.3 零电压过渡(ZVT)单相有源功率因数校正电路 5.3.1 功率因数校正(PFC)基

27、本电路存在的缺点 功率因数校正(PFC)基本电路结构简单， 容易实现， 但由于开关器件工作在硬开关状态， 开关浪涌电压很高。 为了抑制开关浪涌电压， 必须采用阻容吸收电路。 由于开关管工作频率很高， 阻容吸收电路功耗较大， 因而效率降低了。 另外， 为了降低滤波电感的数值， 减小电源的体积， 开关频率一般高于50 kHz， 因此只能采用MOSFET作开关器件。 在大功率校正电路中， 必须采用MOSFET并联以提高电流容量， 这样不仅增加了主电路的复杂性， 而且还降低了可靠性。 采用软开关技术， 可以提高开关频率， 降低开关损耗。 5.3.2 零电压过渡(ZVT)有源功率因数校正电路基本原理 零

28、电压过渡有源功率因数校正(ZVT - PFC)主电路如图5 - 9所示。 在主开关管VT1 两端并联含有辅助开关VT2 的LC谐振电路， 即可使主开关管VT1 和快速恢复二极管变为软开关。 Lr为谐振电感， Cr为谐振电容， VD2 的作用是阻止辅助开关管的寄生电容与Lr产生谐振。 该电路的工作波形如图5 - 10所示。 图 5 - 9 ZTV-PFC主电路图 5 - 10 ZVT - PFC电路工作波形 t0t1阶段： 在t0以前， VT1 和VT2 均关断， VD导通。 t1t2阶段： Lr、 Cr谐振， Lr中的电流ir继续增大， Cr向Lr放电， 直到其电压在t2时刻为零。 t2t3阶

29、段： 主开关内部反并联二极管导通， 将其漏源电压VDS 箝位为零。 t3t4阶段： 在t3时刻， VT2 关断， VT1 零电压开通。 t4t5阶段： VT1 导通 。 t5t6阶段： 在t5时刻， VT1 关断， VD导通， 因Cr的存在， 降低了主开关管VDS 的上升速度， 减少了VT1 的关断损耗。 该电路具有以下优点： (1) 开关管和快恢复二极管均为软开关， 降低了开关损耗和电磁干扰噪声。 (2) 实现软开关并没有增加开关器件的电压、 电流耐量。 (3) 在很宽的电源和负载变化范围内均能维持软开关。 (4) 不需要阻容吸收电路。 (5) 恒频工作， 容易实现电路的最佳设计。 5.3.

30、3 ZVT - PFC电路参数选择 1. 主电路元件参数选择 在PFC电路中， 主电路元件参数应根据输出功率确定。 主电路元件的包含滤波电感L1、 主开关管VT1 、 快恢复整流二极管VD以及输出滤波电容C。 1) 滤波电感 滤波电感L1的作用在于限制输入电流的波动， 保证升压电路工作于连续电流模式(CCM)。 电感值的选择原则是电流波动的最大值Ipm 不超过峰值电流的10%20%。 设输出功率为Po， 输入电压的最小值为Umin (有效值)， 则峰值电流Ipk 为 根据升压电路的工作原理， 可得峰值电流时的占空比D为 设开关周期为Ts， 则电流波动为 式中 Ipm =(10%20%)Ipk

31、于是， 可以得到： 2) 输出滤波电容 输出滤波电容C的作用是抑制输出电压中的100 Hz纹波电压。 100 Hz纹波电压通过反馈环节进入控制电路， 使主路中电流的谐波含量增大， 因此， 必须将其抑制在允许的范围内。 考虑到极限情况， 当输入电压和电流均为最大值时， 输出电压中100 Hz纹波电压最大。 因为PFC电路中电流接近正弦波， 因此输入电流iim 和电压uim 表达式为 iim =Ipk sin t uim =upk sin t此时， 输入功率Pin 为 设输入电流为io， 则输出功率Po为设PFC电路的效率为， 则有： io中的交流分量即为输出滤波电容的充放电电流ic， 其值为：

32、纹波电压的峰-峰值Upp 为 式中Uppm 为允许的最大纹波电压峰-峰值。 输出滤波电容C的取值为 3) 主开关管VT1 的选择 主开关管工作时所承受的电压为输出电压Uo， 因此应根据Uo来选取主开关管的额定电压。 流入主开关管的最大电流为 IDm =Ipk +Ipm =(1.11.2)Ipk 4) 快恢复整流二极管VD的选取 二极管VD所承受的电压为输出电压Uo。 流过它的平均电流IVD 为： 根据平均电流可以确定二极管VD的额定电流。 2. 谐振电路元件选择 1) 谐振电感Lr和谐振电容Cr选择 要实现主开关VT1 零电压开通， 必须在VT1 内的反并联二极管导通之后才能给VT1 施加门极

33、信号。 为了实现ZVT， 主开关VT1 必须比辅助开关VT2 延迟一段时间td开通， 且td必须满足： tdt10 +t21 式中： t10 电感电流从VD向VT2 转换所需的时间， 其值为： t21 Cr的电压谐振为零时所需要的时间， 其值为：Tr谐振周期 因此： 2) 辅助开关管VT2 选择 辅助开关管只在开关的过程中导通， 导通时间很短， 一般应根据电流有效值为选取电流容量。 从ZVT电路的工作原理可知， 在t0t3期间， 辅助开关管导通。 各阶段电流的表达式为： 在t0t1期间： , 其中 在t1t2期间： 在t2t3期间： i32 =I2m ， 导通时间t32 =td-t21 -t1

34、0 。 因此， 辅助开关管在一个开关周期内的最大电流有效值为： 辅助开关管的额定电压应根据输出电压Uo来选取。 3) 箝位二极管VD2 的选择 VD2 只在t3t4期间导通， 流过它的最大平均电流为 5.3.4 ZVT - PFC控制电路 在ZVT - PFC电路主开关管开通过程中， 要同时控制主开关管和辅助开关管。 辅助开关管先开通， 待主开关管漏极电压降到零以后， 再开通主开关管， 同时关断辅助开关管。 除了开通过程外， 单相ZVT - PFC电路与硬开关PFC电路的工作原理相同。 因此， AVT - PFC电路的控制器既可以采用专用ZVT - PFC控制器， 也可以采用硬开关PFC控制器

35、。 不过， 采用硬开关PFC控制器时要增加控制辅助开关管通断的驱动电路。 1. UC3854构成的ZVT - PFC控制电路 UC3854用于ZVT - PFC电路时， 必须增加辅助开关管的驱动电路， 如图5 - 11所示。 该电路采用延时的方法来判断主开关管漏极电压是否降为零， 即在辅助开关管开通以后， 延时一段时间td， 然后再开通主开关管， 关断辅助开关管。 td根据前面所介绍的公式确定。 图 5 - 11 UC3854构成的ZVT - PFC控制电路 2. UC3855构成的ZVT - PFC控制电路 UC3855是一种单相ZVT - PFC专用控制器， 内部包含ZVT - PFC所需

36、的全部控制电路。 UC3855仅适用于升压型变换电路。 该控制器采用平均电流控制方式， 不需要斜率补偿就能获得稳定的、 低失真的交流输入电流。 由于采用了ZVT技术， 升压变换电路的开关频率可达500 kHz。 UC3855的内部框图如图5 - 12所示， UC3855的内部包含一个单象限乘法器、平方器和除法器电路， 它可为电流环路提供编程信号， 当电压较低时， 限制内部乘法器的电流可使输出功率降低。 此外， UC3855内部还包含电流放大器、 电压放大器、 振荡器、 PWM比较器、 具有滞后的欠压封锁电路、 精度为1%的7.5 V的基准电压源、 输入电源电压箝位电路、 启动比较器和过压比较器

37、等电路。 图 5 - 12 UC3855的结构框图 UC3855有 20 个管脚，各管脚的功能如下： 1 脚CAO： 宽带电流放大器的输出端， 也是PWM比较器的一个输入端。 2 脚RVS： 加到VSENSE 脚的输出电压取样信号经缓冲后传输到RVS 。 3 脚CI： 电流取样信号加到该脚和GND间的电容上。 4 脚ION： 该脚是电流取样输入端， 应接在电流取样互感器的次级。 5 脚CS： CS和电流放大器反相输入端之间接入电流放大器输入电阻。 6 脚Vms ： 该脚是乘法器的正反馈电源电压补偿端。 7 脚OVP/ENA： 该脚通过分压器取样升压变换器输出电压。 8 脚REF： 精密基准电压

38、源的输出脚。 9 脚VCC ： 电源电压。 该脚与地之间应接入一个1 F的低ESL低ESR陶瓷电容器。 10 脚GTOUT： 该脚输出峰值为1.5 A的推拉电流， 驱动外接的MOSFET。 11 脚GND： 接地脚。 12 脚ZVTOUT： 此脚可输出750 mA的峰值电流以驱动外接的MOSFET。 13 脚ZVS： 当主开关管漏极电压达到0 V， 该脚通过ZVT比较器检测漏极电压并复位ZVT锁存器。 14 脚CT： 接在CT脚和GND脚之间的电容CT决定PWM振荡器的频率f， f与CT之间的关系为f1/(11200CT)。 15 脚VAOUT： 电压放大器的输出端。 16 脚VSENSE：

39、该脚是电压放大器的反向输入端， 也是PFC升压变换器输出电压反馈点。 17 脚SS： 软启动端。 18 脚IMO： 该脚为乘法器的输出端和电流放大器的同相输入端。 19 脚 IAC： 输入该脚的电流应与经整流的瞬时电源电压成正比。 20 脚CA-： 电流放大器的反相输入端。 该脚和CAOUT脚之间应接入电容补偿网络。 该脚输入电压范围是-0.35 V。 由UC3855构成的230 W ZVT - PFC实用电路如图5 - 13所示。 图 5 - 13 230 W ZVT - PFC实用电路 3. ML4822构成的ZVT - PFC控制电路 1) 主要特点 ML4822功率因数校正(PFC)控

40、制器， 主要用于大功率开关电源中。 该控制器具有平均电流型升压变换器所需的全部控制功能。 由于采用了零电压转换(ZVT)技术， 大大减少了升压二极管的反向恢复损耗和主开关MOSFET的导通损耗， 与普通功率因数校正(PFC)电路相比，效率有较大提高， 如图5 - 14所示， 电磁干扰也大大减弱。 图 5 14 普通PFC电路与ZVT - PFC电路效率比较 零电压转换(ZVT)控制部分驱动外接的功率开关MOSFET。 该器件与升压二极管和外接功率MOSFET组成软开关升压变换器。 该控制器有以下特点： (1) 平均电流取样， 连续升压， 前沿脉宽调制功率因数校正， 总谐波失真小， 功率因数接近

41、于1。 (2) 采用快速响应的零电压开关控制技术， 可大大提高大功率电源的效率。 (3) 具有低压控制和平均市电电压补偿。 (4) 电流反馈乘法器可以提高抗干扰性， 并且交流输出电压范围很宽， 110 V和220 V交流市电都可直接加入。 (5) 过压比较器可消除因负载中断而使输出电压失控。 (6) 欠压封锁、 限流， 软启动。 (7) 精度为1%的基准电压。 2) 内部框图 ML4822内部结构如图5 - 15所示。 它由电压误差放大器VEA、 电流误差放大器IEA、 过压保护比较器OVP、 限流比较器ILIMIT、 零电压开关触发器、 功率因数校正触发器、 零电压开关输出级和功率因数校正输

42、出级等部分组成。 图 5 - 15 ML4822内部框图图 5 - 16 ML4822管脚排列 3) 管脚功能 ML4822采用 14 脚 DIP 封装和 16 脚SOIC封装， 管脚排列如图5 - 16所示， 各脚的功能如下： 1 脚VEAO： 电压误差放大器输出。 2 脚IEAO： 电流误差放大器输出。 3 脚ISNEE： 功率因数校正限流比较器的取样电流输入。 4 脚IAC： 功率因数校正乘法器输入基准信号。 5 脚VRMS： 市电有效值电压补偿输入。 6 脚RTCT： 外接振荡频率设定元件。 7 脚ZV SENSE： 高速零电压交越比较器输入。 8 脚GND： 模拟信号地。 9 脚PW

43、R GND： PFC和ZVS驱动器各输出的返回端。 10 脚ZVS OUT： ZVS驱动器输出。 11 脚PFC OUT： PFC驱动器输出。 12 脚VCC： 电源电压。 13 脚REF： 内部7.5 V基准电压缓冲输出。 14 脚FB： 电压误差放大器输出。 4. 主要参数 ML4822的主要参数如下： 电源电流(ICC)： 55 mA 峰值驱动电流： 500 mA 所有模拟输入电压： -0.3 V7 V 结温： 150 存贮温度范围 -65 150 焊接温度(焊接时间10 s) 150 热阻(jA) DIP塑封 80 /W SOIC塑封 110 /W 工作温度范围： ML 4822CX

44、0 70 ML 4822IC -40 85 5. 应用电路 由ML4822组成的ZVT - PFC升压变压器实际电路如图5 - 17所示。 VT1 、 L1和VD1构成PFC主回路， VT1 由ML4822的PFCOUT脚输出信号控制。 VT2 、 电感L1和VT1 的体电容与VD1 的结电容组成ZVS。 VT2 由ML4822的ZVSOUT脚输出信号控制。 图 5 - 17 ML4822组成的ZVT - PFC实际电路 5.4 谐振型三相有源功率因数校正电路 5.4.1 三相单开关有源功率因数校正电路工作原理 目前三相有源功率因数校正(APFC)技术仍然处于研究开发阶段， 国际上还没有成熟的

45、产品。 近年来， 国际上制订了各种标准， 对电源装置的谐波及功率因数进行严格限制。 由于三相APFC具有巨大的市场， 因此， 国内外许多单位都积极研究了三相APFC， 研究成果大量出现， 从而推动了三相APFC技术的发展。 目前， 三相有源功率因数校正的方法有以下几种： (1) 三相PWM的APFC技术。 其优点是既能获得接近正弦波的输入电流和接近1的功率因数， 又能实现能量的双向传送。 (2) 采用三个单相APFC电路。其优点是每相单独控制， 能获得接近正弦波的三相输入电流， 功率因数接近1。 (3) 采用单开关APFC电路。 由升压电路构成的三相单开关APFC电路如图5 - 18所示。 图

46、 5 - 18 三相单开关PFC电路 5.4.2 三相单开关ZCT - APFC电路工作原理 1. 基本工作原理 三相单开关ZCT - APFC电路原理图如图5 - 19所示。 主开关管VT1 为零电流转换开关(即ZCT开关)。 ZCT开关是由VT2 、 VD3 、 Lr、 Cr组成的辅助电路完成的。 其主电路工作情况与图5 - 18电路相同， 仅在开关V1换向瞬间有少许变化。 图 5 - 19 三相单开关ZCT - APFC电路 设输入电压为三相对称且无失真的正弦波， 即 ua=Umcos t ub=Umcos(t-2/3) uc=Umcos(t+2/3) t在0， /6内， ua0、 uc

47、ub0， 因而整流桥中只有VD4 、 VD8 及VD9 导通。 同时假定VT1 的开关频率远高于工频， 因而在VT1 的一个开关周期Ts内， 可认为输入电压恒定不变。 在一个开关周期内， 零电流转换的工作波形如图5 - 20(a)， 输入电流的波形如图5 - 20(b)所示。 图 5 - 20 单开关ZCT - APFC电路工作波形 (a) 零电流转换电路的工作波形； (b) 输入电流波形 2. 参数设计 三相单天关ZCT - APFC电路设计中， 必须兼顾以下因素： 电压增益、 输入电流畸变、 开关频率、 体积、 效率及价格等， 这些因素相互影响需要折中决定。 1) 确定电压增益 输入电流中

48、的高次谐波分量依赖于校正电路的电压增益A和采用的控制方式。 电压增益为： 式中， Uo校正电路的输出电压 图 5 - 21 THD与电压增益的关系 Upm 输入相电压的峰值 如果输入电流的高次谐波含量按谐波总畸变率(THD)确定， 并采用恒定频率、 恒定导通时间控制， 则电压增益可按图5 - 21的曲线确定。 2) 开关频率的选择 选择开关频率应兼顾体积与效率。 为缩小输入滤波器的体积， 开关频率应尽可能高些，然而开关频率过高必然导致效率降低。 通常， 采用IGBT的工作频率可达50 kHz， 采用MOSFET时， 工作频率可高于200 kHz。 3) 输入电感L选择 输入电感L的选择非常重要

49、， 如果电感量选得太大， 则电流连续， 达不到功率因数校正的目的； 相反， 如果电感量选得太小， 输入电流峰值过大， 使开关器件承受的电流过大。电感量L与输出功率Po、 输入电压Upm 、 电压增益A和开关周期Ts等因数有关， 已知， 通过便可确定电感L的数值。 图5 - 22给出了与电压增益A的关系曲线。 图 5 - 22 输入电感L与电压增益A的关系 4) 开关器件的选择 流过开关管VT1 的平均电流I1可由ia在t0t4间的平均电流得到。 由于在零电流转换电路中， 开通瞬间IGBT的峰值电流可达平均电流的5倍以上， 所以器件的额定电流应比计算值大30%。 VT1 承受的电压等于Uo。 由

50、于是硬开通， VT1 漏源极电容应尽可能小。 辅助开关VT2 要流过峰值谐振电流， 因而应具有较高的电流承受能力， 但因其导通时间较短， 电流有效值较小， 因此VT2 可选额定电流为VT1 的平均电流的30%的MOSFET， VT2 承受电压亦为输出电压。 5) 谐振元件选择 选择谐振元件时， 必须保证谐振电流峰值Uo/Zc(其中Zc是谐振电路的特性阻抗)高于最大输入电流值， 以实现零电流转换。 因此谐振元件应满足： 式中Tonmax 为最大导通时间， 其值由下式确定： 由于开关器件存在导通电阻， VT1 导通时谐振电流峰值有所衰减， 所以Zc最好为上述计算值的60%70%。 谐振频率不宜过高

51、， 以保证有足够的时间使主开关完全关断， 避免因谐振电流上升速度过快而造成二极管反向恢复问题。 通常谐振频率约为开关频率的710倍， 即 6) 输出电容选择 输出电容的选择取决于对高频纹波、 300 Hz纹波、 控制方式以及对电荷存贮能力的要求等。 该电路采用的恒频、 恒导通时间控制， 为滤除300 Hz纹波， C的数值应大一些， 这样还可提高输出电压的保持能力。 5.5 PWM型直流变换器 直流变换器是开关稳压电源的核心， 它的主要作用是把工频整流电路或功率因数校正电路输出的直流电压变换为通信设备或其他电子设备所需的直流电压。 常用的直流变换器根据工作原理可分为PWM型变换器和谐振型变换器，

52、 根据电路结构可分为单端直流变换器、 推挽式变换器和桥式变换器等。 单端直流变换器通常又分为单端反激式直流变换器和单端正激式直流变换器， 桥式变换器通常也分为半桥式变换器和全桥式变换器。 5.5.1 PWM型直流变换器基本电路 1. 单端直流变换器 1) 单端反激直流变换器 单端反激直流变换器如图5 - 23(a)所示。 它由晶体管VT、 变压器T、 整流管VD、 滤波电容Co和负载电阻RL组成。 在该电路中， 变压器初级线圈和次级线圈的极性如图所示， 晶体管导通时， 整流管VD截止， 所以称为反激式变换器。 晶体管的外加基极电压Ub的波形如图5 - 23(b)所示。 在t1t2之间，晶体管V

53、T因承受足够高的正向偏压而饱和导通， VT的饱和压降Uce 约为1 V， 输入电压Uin 基本上等于Np两端的电压Up。 根据电工原理可知： 式中， Lp为Np的电感， ic为晶体管的集电极电流(也即Np中的电流)。 从上式可得： 式中， Ico 为Np中的初始电流， 通常可忽略， 因此图 5 - 23 单端反激式变换器基本电路和工作波形 由该式可以看出， VT导通期间， Np中的电流ic上线性上升的， ic的波形如图5 - 23(b)所示。 当t=t2时， 初级线圈中的电流达到最大值Ipmax =(Uin /Lp)ton ， 电源Uin 输出的能量储存在输出变压器中， 其值为： 设输出变压器

54、次级电感量为Is， 变压器效率为100%， 则变压器中储藏的能量为： 设Np/Ns=n, 则Ls/Lp=1/n2 式中Us为输出变压器次级绕组的电压。 2) 单端正激直流变换器 单端正激直流变换器基本电路如图5 - 24(a)所示。 在该电路中， 当外加基极电压Ub使晶体管VT饱和导通时， 晶体管的压降Uce 很低， 电源电压Uin 加到Np两端。 根据变压器初级和次级线圈的极性可知， 二极管VD与晶体管VT同时导通， 电源Uin 输出的能量部分储存在变压器中， 大部分通过变压器和整流管VD传输到负载。 由图可知， 输出变压器次级电路与降压型变换器电路电似。 若忽略晶体管饱和导通时的管压降以及

55、变压器的损耗， 晶体管导通时， 变压器T次级绕组的电压Us为： 输出电压Uo为： 式中， ton 为晶体管导通时间， =ton /T为占空比。 该电路与降压型变换器的不同点在于： 外加基极电压使晶体管VT截止时， 初级线圈Np中的储能只能通过容量很小的线圈分布电容释放， 因此， Np两端将产生很高的电压。 该电压与电源电压叠加后加到VT两端。 为了避免晶体管因承受过高的电压而损坏， 可在Np两端并联VD2 和R串联电路。 这样， 当VT截止时， VD2 导通， 电感储能通过VD2 、 R串联电路释放。 此外， 也可在Np两端并联一个电容器C， 这样相当于加大了线圈的分布电容， 因此电感中的储能

56、可以通过较大的电容释放， Np两端电压不会很高。 最常用的电感储能释放回路如图5 - 24(b)所示。 图 5 - 24 单端正激变换器基本电路 在单端正激变换器基本电路中， 功率开关管承受的电压较高。 为了降低功率开关管承受的电压， 可采用双管单端正激变换器， 如图5 - 25所示。 双路单端正激变换器如图5 - 26所示。 图 5 - 25 双管单端正激变换器并联电路图 5 - 26 双路单端正激变换器 2. 推挽式直流变换器 推挽式直流变换器基本电路如图5 - 27(a)所示。 它由开关晶体管VT1 、 VT2 变压器T等元件组成。 图5 - 27(b)所示的方波电压Ub1 和Ub2 交

57、替加到VT1 和VT2 的基极， 使VT1 和VT2 交替饱和导通和截止。 VT1 和VT2 集电极电压(Uce1 、 Uce2 )和电流(ic1、 ic2 )波形如图5 - 27(b)所示。 图 5 - 27 推挽式直流变换器基本电路和工作波形该电路输出电压Uo的表达式为： 由于推挽式变换器的输出电路采用全波整流电路， 所以式中T应为工作周期的一半。将T=T/2代入上式可得： 设占空比=ton /(T/2)， 则 3. 桥式直流变换器 1) 全桥直流变换器 全桥直流变换器如图5 - 28所示。 方波驱动信号交替加到晶体管VT1 、 VT2 或VT3 、 VT4 的基级。 在前半周期内， VT

58、1 和VT2 导通， 电流从Uin 正端流出， 经过VT1 、 Np和VT2 返回到Uin 的负端。 在后半周期， VT3 和VT4 导通， 电流流过VT4 、 Np和VT3 。 由于前半周和后半周内， 电流流过初级线圈的方向不同，所以变压器次级即可得到交流方波电压。 方波电压经整流后变为直流电压。 图 5 - 28 全桥直流变换器基本电路 2) 半桥式直流变换器 用两只电容器C1和C2代替全桥式变换器中的两只晶体管， 即可得到半桥式直流变换器， 如图5 - 29所示。 图 5 - 29 半桥直流变换器基本电路 C1和C2的容量可根据变压器初级电流Ip和工作频率计算。 设半桥变换器总输出功率为

59、Po(其中包括变压器的损耗)， 则变压器初级电流为： 设工作频率为f, 则半个周期为T/2=1/2f。 变压器初级线圈的电流可视为由电容C1和C2并联供给的。 当此电流为Ip时， 端电压变化量U应为： 式中Ct为C1、 C2的并联电容量， 即Ct=C1+C2=2C。 t为半个周期1/2f。 Ip为变压器的初级电流(2Po/Uin )。 半个周期中， 电容器端电压的变化量应为： 由于电容器端电压变化的百分数与变换器输出电压变化的百分数相同， 所以， 输出波纹电压(百分数)Ur可由下式给出： 当给定输出波纹电压百分数Ur时， C的容量为： 半桥变换器比桥式变换器少用两只晶体管， 因而驱动电路也比较

60、简单。 全桥和半桥变换器的可靠性较低， 因而， 近年来， 在PWM型变换器中采用得越来越少。 影响全桥和半桥变换器可靠性的主要原因有： (1) 在不可预见的干扰下， 桥臂上、 下两只开关管会产生直通短路， 从而损坏开关管。 (2) 当某一个功率开关的驱动脉冲丢失时， 变压器初级将因偏磁而饱和。 (3) 两路驱动脉冲的宽度不一致时， 也会导致变压器初级因偏磁而饱和。 以上因素将导致功率开关管不明原因的损坏， 正激变换器可以完全避免以上三种因素的影响， 因而可靠性极高， 近年来， 在通信开关电源中越来越多地被采用。 对于大功率开关电源来说， 可以采用双正激变换器。 5.5.2 电流型PWM集成控制