第7章-测向原理-课件

1、第7章测向原理 7.1测向原理概述 7.2最小信号法测向 7.3最大信号法测向 7.4振幅比较法测向 7.5相位法测向 *7.6空间谱估计测向 7.1测向原理概述无线电测向就是利用无线电定向测量设备测定目标无线电信号的来波方位。图7-1是一个典型的无线电测向空间坐标系(X，Y，Z)，坐标原点O为测向天线所在的位置，XOY坐标平面为方位角平面，ZOY和ZOX平面为垂直入射角平面即仰角平面，与到达方向相关的到达角即方位角是与Y轴的夹角q，仰角是与XOY面的夹角g。图 7-1无线电测向空间坐标系电磁波到达角的方位信息可以由电场强度矢量E和磁场强度矢量H的方向及电磁波的传播方向P(波前)给定，分析测向

2、原理时我们假设入射到无线电测向天线的电磁场呈现线性极化的远场平面波结构，但是在实际应用中，入射电磁场往往由于不均匀媒质(电离层、地表层等)的传播效应而引起多径、散射、去极化等现象，从而使得来波成为有波前相位失真的非平面波。如果能够测得目标来波到达方向的三维空间数据，则称之为双坐标无线电测向，在对地面或水面目标辐射源的测向中一般只需要提供平面上的到达方位角信息，无线电测向场合大多采用只提供到达方位角信息的单坐标无线电测向设备。为了实现对目标辐射源来波方位的测量，所有的测向设备从测量技术的本质上来说，都是利用天线输出信号在振幅或相位上反映出来的与目标来波方位有关的特性来进行测量，较现代化的测向技术

3、则是同时利用其振幅和相位特性进行测量。因此，从获取方位信息的原理上看，无线电测向技术可以分为两大类：(1) 利用测向天线输出感应电压的幅度来进行测向的“振幅法测向”；(2) 通过测量电磁波波前到达两副或多副天线的时间差或相位差来进行测向的“相位法测向”。7.1.1振幅法测向振幅法测向是根据测向天线上感应的电压幅度具有确定的方向特性，当天线旋转或等效旋转时，其输出电压幅度按极坐标方向图而变化这一原理来进行测向，因而振幅法测向又被称为极坐标方向图测向。振幅法测向还可以进一步分为三类：最小信号法测向、最大信号法测向和比幅法测向。1. 最小信号法测向最小信号法测向又称为小音点测向或“消音点”测向，它要

4、求测向天线的极坐标方向图具有一个或多个零接收点，例如前面介绍的具有“8”字形方向图的环天线、艾德考克天线等。测向时旋转天线，当测向机输出的信号为最小值或听觉上为小音点(“消音点”) 时，说明天线极坐标方向图的零接收点对准了来波方位，根据此时天线的转角就可以确定目标信号的来波方位值，如图7-2所示。由于在极坐标方向图的零接收点附近天线输出信号的强度变化急剧，天线旋转很小的角度就能引起信号的幅度发生很大的变化，因而其测向精度相对最大信号法测向来说要高得多，但是在信号的最小值点及其附近，信噪比的降低也将引起测向精度的稍微降低。图 7-2最小信号法测向示意图2. 最大信号法测向最大信号法测向要求天线具

5、有尖锐的方向特性，测向时旋转天线，当测向机的输出端出现最大信号值时，说明天线极坐标方向图主瓣的径向中心轴指向来波方位，根据此时天线主瓣的指向就可以确定目标信号的来波方位值，如图7-3所示。由于示向度值是在天线接收信号为最大值时获取的，因而它具有对微弱信号的测向能力，但测向精度较低是它的主要缺点。因为天线极坐标方向图在最大值附近变化缓慢，所以只有当天线旋转较大的角度(半功率点波束宽度的1025)时才能测出其输出电压的明显变化。图 7-3最大信号法测向示意图3. 比幅法测向比幅法测向是利用来波信号在两副结构和电气性能相同的天线上感应电压的幅度之比即两个极坐标方向图的交叠点特性来完成测向任务的。如果

6、测向天线采用锐方向性天线，则比幅法测向就是通过比较两副天线输出的信号是否相等来进行测向的，因此又称之为等信号法测向，如图7-4(a)所示。 如果此时天线有稍微的旋转，则两副天线输出的电压幅度就会有很大的差别，因而它与最小信号法测向一样有很高的测向精度，且由于是利用极坐标方向图的主瓣进行测向，所以也有比较高的测向接收灵敏度。图7-4(b)是采用“8”字形方向特性的天线实施比幅法测向的示意图，它要计算两副天线输出电压的比值才能完成测向任务，例如将两副天线正交配置在NS和EW方位，则输出电压分别正比于cosq和sinq，其比值EEW/ENS=sinq /cosq =tanq ，因此根据其比值就可以确

7、定来波方位值q。图 7-4比幅法测向示意图7.1.2相位法测向相位法测向是通过测量电波到达测向天线体系中各天线元上感应电压之间的相位差来进行测向。电波在各天线元上所感应的电压幅度相同，但由于各天线元配置的位置不同，因而电波传播的路径不同，引起传播时间的不同，最后形成感应电压之间的相位差。以地波为例，如图7-5所示，电波到达天线元A和B存在波程差r=d sinq, 由此引起的相位差j=(2p/l)d sinq，当p/2qp/2时，j是q的单值函数，因而通过对j的测量就可以确定目标信号的来波方位值q。在实际应用的测向方法中，干涉仪测向、多普勒法测向和时差法测向都属于相位法测向的范畴。图 7-5相位

8、法测向示意图7.1.3人工、半自动和全自动测向人工、半自动和全自动测向是根据测向设备的自动化程度来划分的，实际上是对其工作方式的一种描述，它在某种程度上反映了测向设备的质量指标和技术先进性。人工测向是早期测向设备比较普遍的工作方式，测向时操作员需要承担对测向信道接收机的各种工作状态调整、搜索目标信号、转动测向天线和操作其他辅助设备等工作任务，并通过人耳听辨或早期的视觉模拟显示来确定目标信号来波方位与测向天线所处方向两者之间的关系，进而测定来波的示向度值并确定其置信度。近期的测向设备普遍地采用半自动测向工作方式，测向过程中有些工作如旋转天线、测向信道接收机工作状态的调整、信道的预置、方位测定过程

9、中的大部分辅助工作及示向度数据获取与处理工作都是自动完成的。随着现代数字信号处理技术和计算机技术的发展与普及应用，测向设备自动完成的工作越来越多，设备的自动化程度越来越高。但是在某些复杂环境下，如信号非常密集、存在较强的干扰、信号结构非常复杂或信号质量非常差等，测向设备工作状态的设置与控制过程、示向度数据读取过程、示向度数据可信度评估过程及示向度数据的某些处理过程仍然需要操作员人工辅助来完成。全自动测向是现代一些最先进测向设备所采取的工作方式。全自动测向意味着测向站可以远距离遥控工作或无人值守工作，整个测向过程全自动完成。由于实际电磁信号环境的密集复杂性，全自动测向过程中有某些过程如存在邻台干

10、扰条件下的目标选择、信号质量比较差的情况下对测向结果数据的处理及其质量评估等，通常还是需要操作员的适当人工干预，否则会影响结果数据的可信度。7.1.4宽孔径与窄孔径测向在理想情况下，辐射源远场区的波前等相位线是平行线，然而实际辐射源发射的电波，其波前沿着传播途径会不断受到各种干扰，因而到达测向天线的等相位线就不再是理想的直线，而是弯曲的结构，如图7-6所示。由于测向过程是以相邻天线元等效等相位线的法线方向来确定来波方向的，因此在波前被干扰的情况下，显然宽孔径天线所产生的误差小于窄孔径天线。对于宽孔径与窄孔径的划分，通常以最低工作频率对应的波长来衡量，如果d/l1，则称之为宽孔径，否则就称之为窄

11、孔径。图 7-6有波前扰动情况下宽孔径与窄孔径的比较宽孔径测向尽管能够对测向精度带来显著的改善，但是也带来了天线设备庞大、结构复杂及其他一系列工程实现上的问题，一般只适应固定站的使用场合。窄孔径测向由于其天线结构简单，机动灵活，带来了工程实现上和战术应用上的优势，因而在无线电战术测向中被普遍采用。随着新体制、新技术在无线电测向领域的应用与发展，以及人们对波前弯曲引起的窄孔径测向误差的逐步深入研究，窄孔径无线电测向技术的发展将从新的层次和高度得到促进。由于无线电监测领域主要以窄孔径测向体制为主，因而本章所讨论的内容也是以窄孔径测向技术为主，只用较少的篇幅来介绍宽孔径测向技术。7.2最小信号法测向

12、最小信号法测向是根据测向天线极坐标方向图的零接收点来确定目标信号来波方位的一种测向方法。早期的测向设备是通过人耳听辨测向信道接收机输出信号的音量大小来判定天线极坐标方向图的零接收点是否对准了来波方位，当天线极坐标方向图的零接收点对准来波方位时，天线感应电压理论上为零，测向信道接收机输出信号的幅度为零，耳机中没有声音发出(“消音”)。 根据这一原理，最小信号法测向通常又被称为小音点测向或听觉小音点测向。最早的小音点测向是采用纯“听觉”判定的工作方式，后来逐步发展到采用“视”、“听”结合的工作方式。现代的小音点测向设备则具有较高的自动化程度，示向度数据的获取与处理都实现了数字化，并具有极坐标方向图

13、、统计直方图等多种显示输出方式，但为了应付某些特殊的应用场合，“听觉”方式一般仍然保留着。最小信号法测向通常使用具有“8”字形方向特性的天线，如单环天线、间隔双环天线、艾德考克天线、角度计天线等，典型的人工听觉小音点测向和自动视觉小音点测向原理框图如图7-7(a)、(b)所示。图 7-7人工听觉小音点测向原理框图7.2.1听觉小音点测向听觉小音点测向设备根据其所采用的天线结构形式不同可分为三类：单环天线体制的听觉小音点测向机、间隔双环天线体制的听觉小音点测向机和角度计天线体制的听觉小音点测向机。在近距离测向场合下，通常采用单环加中央垂直天线这种复合结构的听觉小音点测向机，如图7-8所示。这种测

14、向机的环天线可以手动绕中心轴线自由旋转，在环天线的旋转过程中，方位读盘的指针与之同轴旋转，当环天线平面的法线方向处于正北方位时，方位读盘的指针指在0位置，若测向信道接收机的工作频率和工作状态(通带选择、解调方式AGC控制方式及天线衰减等)已设置好，则只要环天线平面的法线方向没有对准来波方位，天线输出信号的幅度就不为零，通过测向信道接收机后输出到监听耳机的音频信号就有一定的幅度，耳机中也就有音响发出。旋转环天线，其接收信号的幅度随环平面法线方向与目标信号来波方位q之差按正弦规律sin(q f)而变化，测向信道接收机输出到监听耳机的音频信号幅度或耳机中发音的强度也按sin(q f)的规律而变化。显

15、然，当耳机中发出的声音为最小或耳机中听不到对应目标信号的声音时，说明环天线平面的法线方向对准了目标信号的来波方位线(示向度)，即q f0或qf0+p,与环天线同轴旋转的方位盘指针指示了目标信号的来波方位值。图 7-8环天线加中央垂直天线体制小音点测向机原理框图目标信号的来波方位线测定以后，需要进一步确定q=f0还是q =f0+p，此时只需将开关S闭合。设中央垂直天线与环天线一起形成的复合天线方向函数为f(f)=1+sin(q f)，在q =f0或q =f0+p的基础上顺时针旋转环天线90。如果q =0，则f(f0+90)=0，对应于心脏形方向图的小音点；如果q =f0 +p，则f(f0+90)

16、=2，对应于心脏形方向图的大音点。反过来说，如果顺时针旋转环天线90后耳机中听到的是小音点，则说明q =f0；如果耳机中听到的是大音点，则说明q =f0+p。在中远距离测向场合下，可以采用间隔双环天线体制的听觉小音点测向机，如图7-9所示。为了提高测向接收的灵敏度，双环天线接收的电压先经过前置放大后再送到测向信道接收机，最后由耳机监听信道接收机输出音频信号幅度的大小，由此判断来波方位相对天线平面法线方向之间的交角。图 7-9间隔双环天线听觉小音点测向机原理框图当间隔双环天线轴线的法线方向指向“正北”方位时，对应方位读盘的指针指示零度，旋转双环天线，方位读盘的指针与之同轴旋转，当双环轴线的法线方

17、向旋转到指向目标信号的来波方位时，不管是地波还是天波，天线输送到测向信道接收机的电压都是零，因此监听耳机中不会有声音发出，此时方位盘指针所指示的读数就是目标信号的来波方位线。但反过来说，当天线旋转到监听耳机中没有声音发出或者发出的声音为最小时，此时方位读盘指针所指示的数是否就是来波方位线呢？显然不能如此下结论，因为当来波信号为地波传播方式时，间隔双环天线的方向特性中有四个与来波方位有确定关系的小音点，也就是说，对于近距离地波信号，当双环天线旋转到使得其轴线的法线方向对准来波方位时，对应于天线接收方向特性的零值点，此时，方位盘指针所指示的读数对应于来波方位线；当双环天线旋转到使得其轴线方向对准来

18、波方位时，也对应于天线接收方向特性的零值点，此时监听耳机也没有声音发出，但方位盘指针所指示的读数却与来波方位线正交。当来波信号为天波传播方式时，间隔双环天线的方向特性中一般只有两个零值小音点即来波方位线，同时还会有两个与来波方位无确定关系的非零值小音点或零值小音点。换言之，当双环天线旋转到使得其轴线的法线方向对准来波方位时，对应于天线接收方向特性的零值点，此时监听耳机中没有声音发出，方位盘指针所指示的读数就是来波方位线。在除此之外的其他所有方位，天线方向特性可能会存在两个局部最小接收点，但一般不会有零值接收点，即监听耳机中总会有声音发出，即使天线的正常极化接收分量与水平极化接收分量满足某种特例

19、使得还有一对零值接收点出现，其对应的两对极大值接收点也不平衡，可以较容易地区分开来，如图7-10所示。由此可见，间隔双环天线体制的听觉小音点测向机在测向过程中，如果仅仅根据监听耳机中无声音发出时对应方位盘指针所指示的读数来确定来波方位线，则对远距离天波信号测向时是正确的，但是对近距离地波信号测向时就会出现来波方位线判断的模糊现象。为了辨明这种模糊现象，并消除它的有害影响，下面对地波传播条件下间隔双环天线接收方向特性中两对零值接收点形成的原因进行简单的分析。图 7-10接收天波信号时可能出现的特例(1) 在共轴间隔双环天线的中心轴线方向，对应于单环天线平面的法线方向，单环天线对地波的接收为零，对

20、天波的接收不为零但双环之间的波程差也不为零，因此双环天线对地波的接收为零，对天波的接收不为零。由于这对零值接收点仅仅存在于地波信号，对天波信号就不存在，它又被称为“虚假”小音点，此时方位读盘指针所指示的数值不能作为来波方位线的测量值。(2) 在共轴间隔双环天线中心轴线的法线方向，对应于单环天线的平面方向，尽管单环天线无论对天波还是地波都有最大接收，但双环之间的波程差为零，因此双环最终的输出总是为零。由于这对零值接收点无论在什么条件下都存在，它又被称为“真实”小音点，此时方位读盘指针所指示的数值就是来波方位线的测量值。“虚假”小音点是由单环天线的“零接收”而形成的，“真实”小音点是由双环之间的“

21、零波程差”而形成的，测向时要寻找“真实”小音点位置，剔除“虚假”小音点所带来的模糊影响，只需将双环天线之间原来的“取差”输出变换成“取和”输出，显然此时“虚假”小音点的“零接收”将依然存在，而“真实”小音点的“零接收”将变成“最大接收”，由此就可以辨明真实与虚假小音点，如图7-11所示。图 7-11接收地波信号取“和”后的输出特性上述两种听觉小音点测向机都需要旋转天线，这样就带来了天线的机械旋转和时效性问题，为此出现了采用角度计天线的听觉小音点测向机结构，如图7-12所示。图 7-12采用角度计天线的听觉小音点测向机原理框图7.2.2自动小音点测向听觉小音点测向存在时效性差和测向精度低两大问题

22、，但是它也具有设备结构简单、人耳听觉具有非常好的模糊选择性等优点，尤其是能够在密集复杂的信号环境中准确选择目标信号进行测向，这在其他体制的测向设备中难以保证。因此说，听觉小音点测向具有非常严重的缺陷，也具有非常显著的优势，如何克服其缺陷而保留其优势，一直是无线电测向领域致力解决的难题。现代微电机、微型计算机、专用数字信号处理器及信号处理理论与工程技术的发展，为最小信号法测向由听觉判断来波方位向自动(视觉)获取方位数据的转变、由人工操作的工作方式向自动控制的工作方式转变奠定了必要的基础。近期研制的小音点测向机都是所谓的“自动小音点测向机”或“自动视觉小音点测向机”，实现了结构小型化、操作控制自动

23、化及处理与显示数字化。典型的自动小音点测向机原理框图如图7-13所示。图 7-13典型自动小音点测向机原理框图在主处理机的控制下，由天线步进信号发生器产生一个控制天线周期性步进旋转的信号，并通过天线旋转伺服单元驱动定向天线的步进旋转，天线旋转伺服单元通常是一个可控的驱动电机或马达，天线在各个时刻对应的步进偏角由角度编码单元实时地反馈到主处理机单元，在那里将采样信号时域波形的时间轴与平面360方位对应起来。定向天线接收的信号通过测向信道接收机的变换与处理，输出一路中频信号到A/D。A/D单元以Ts的采样周期(或fs的采样频率)将中频信号变换成数字信号，送到主处理机单元分析处理。主处理机单元的“小

24、音点”分析模块一般采用时域处理的方法，分析确定天线一个旋转周期里采样信号时域波形的最小幅值点，它对应于来波信号的方位测量值。目前的测向设备中一般都配有人工和自动两种工作方式。人工方式是由操作员观察分析并通过移动光标测量采样信号时域波形中最小幅值所处的位置；自动方式则采用如平滑滤波、拟合估计等算法分析确定采样信号时域波形中最小幅值所处的位置。由于目标信号和传输信道的随机波动性，在天线每一个旋转周期中所测得的采样信号时域波形最小幅值位置也会有或大或小的变化，因此“小音点”分析模块得到的采样信号时域波形最小幅值位置测量值送到示向度数据综合处理与显示模块进一步处理，包括统计处理、极坐标显示分析和统计直

25、方图显示分析、质量评估等，最终输出目标信号来波方位测量结果的统计估值、均方误差和可信度(或质量等级)。时域处理方法在测向信道接收机通带内只存在单一目标信号且信噪比较高的情况下可以达到比较高的测向精度，但如果信噪比较低，则测向精度将急剧降低。如果测向信道接收机通带内存在两个以上目标信号，则无法得出有效的方位测量值。采用频域处理方法即短时FFT变换处理，通过信号频谱峰值来描述目标信号幅度的大小，可以有效解决低信噪比条件下或同时非相干多目标条件下的方位测量问题，但是也带来了时效性的降低。因为它要求定向天线在每个步进点至少得停留一个时间段NTs(N为FFT的点数)，以完成数据采集和FFT变换处理。 利

26、用小波变换的时频综合特性是解决低信噪比条件下或同时非相干多目标条件下的方位测量问题的有效途径，它集中了时域处理方法和频域处理方法的优点，能够在定向天线旋转的过程中连续采样分析。图7-14所示的是基于小波变换的小音点测向设备原理框图。图 7-14基于小波变换的小音点测向设备原理框图7.3最大信号法测向最大信号法测向是利用天线极坐标方向图的最大接收点来确定目标信号来波方位的一种测向方法。显然，这种测向方法要求天线具有尖锐的方向特性且其极坐标方向图能够旋转，由测向信道接收机输出特性与天线极坐标方向图旋转过程之间的对应关系，根据测向信道接收机最大输出对应的天线主瓣轴心线位置来确定目标信号来波方位。最大

27、信号法测向的精度主要取决于天线极坐标方向图的主瓣3 dB宽度，如果其3 dB宽度很窄，则测向精度就会比较高。在短波和超短波的低端波段，由于工作波长比较长，要使天线方向图主瓣的3 dB宽度很窄，势必使得阵列天线系统很复杂且庞大，在工程上实现起来非常困难，尤其是难以解决天线阵的旋转问题。最大信号法测向的典型应用是固定测向站的短波无线电测向系统。为了减少天线元数目，降低天线系统的复杂性，并解决天线极坐标方向图的旋转问题，在实际测向装备中通常采用乌兰韦伯尔天线，并根据其等效线阵等分为两组后的和/差方向特性来进行测向。严格来说，短波和超短波无线电测向中一般不采用单一的最大信号法测向方式，而是采用最大信号

28、法与最小信号法相结合的工作方式，即所谓的“和/差”法测向方式。测向时首先用天线阵“和”方向图的主瓣最大接收点来搜索目标，粗测其来波方位，然后用天线阵“差”方向图的主瓣最小接收点来进一步精确测定其来波方位值。图7-15所示的是这种测向系统的原理框图。下面简单讨论其工作原理。图 7-15“和/差”法测向原理框图7.3.1听觉测向原理开关S1置“人工”时为听觉测向工作方式，此时“手动电容角度计”输出的“和”信号e(t)与“差”信号e(t)由开关S2选择输出到测向信道接收机，最后根据接收机解调输出的音频信号幅度大小来确定目标信号的来波方位估计值。测向过程包括对目标信号的搜索粗测和对来波方位的精确测量两

29、个步骤。首先是根据监测信号引导搜索目标信号并粗测其来波方位值，此时开关S2应设置在“和”位，即选择e(t)输出到测向信道接收机，用天线极坐标方向图的主瓣来搜索目标信号，显然这有利于对目标信号的快速搜索截获。搜索过程是通过人工旋转电容角度计来进行，直到测向信道接收机中有最大信号输出即监听耳机中有最大音响发出时为止，此时与电容角度计同轴旋转的方位盘指针所指示的位置就是目标信号来波方位的粗测估计值。天线极坐标的“和”方向图有利于目标信号的搜索，但由于其主瓣宽度比较宽，因而粗测的来波方位值会有比较大的测量误差，需要进一步精测。对来波方位值的精测是紧接着前面的粗测来进行的，将开关S2改置到“差”位，即选

30、择e(t)输出到测向信道接收机，用天线极坐标“差”方向图两个主瓣中心的最小接收点来精确测量目标信号的来波方位值。由于在该最小接收点附近天线接收信号幅度的变化率非常急剧，手动电容角度计转动很小的角度就会引起天线输出信号的很大变化，即引起监听耳机中音响输出的很大变化，因此可以比较精确地寻找到该小音点位置，即可以比较精确地测量出目标信号的来波方位值。7.3.2视觉测向原理开关S1置“自动”位时为“自动视觉”测向工作方式，此时“自动电容角度计”由电动机驱动旋转，其输出的“和”信号e(t)与“差”信号e(t)由开关S2选择输出到测向信道接收机，接收机输出的信号加到一个与“自动电容角度计”同步旋转的“同步

31、电感角度计”上，该电感角度计与前面讨论角度计天线时介绍的角度计相类似，所不同的是接收信道的输出即电感角度计的输入是加到中央旋转搜索线圈，而角度计的输出则是两个正交配置的场线圈。由于中央旋转搜索线圈产生的交变磁场大小能够反映接收信号的大小，也就是反映了天线极坐标方向图的接收特性，该交变磁场在两个场线圈上的矢量分解产生感应电压，两个感应电压又加到阴极射线管的两对偏转板，在那里合成显示亮线的过程是前面交变磁场矢量分解的逆过程，因而显示亮线的长度与方向能够反映中央旋转搜索线圈中交变磁场的方向与大小，又由于它与电容角度计同步地由电动机驱动旋转，所以显示亮线的长度与方向也反映了电容角度计的指向以及天线的接

32、收方向特性。根据这一原理，电动机驱动电容角度计和电感角度计旋转一周后，在阴极射线管的荧光屏上将得到一个完整的天线极坐标方向图(S2设置为“和”时得到一个完整的天线极坐标“和”方向图，S2设置为“差”时得到一个完整的天线极坐标“差”方向图)，由“和”方向图的最大值接收方向或由“差”方向图的最小值接收方向就可以比较精确地测定目标信号来波方位的估计值。 工作在短波波段的“和/差” 法测向系统具有很高的测向接收灵敏度和测向精度，有比较强的抗噪声干扰、抗邻台干扰、抗多径干扰能力，主要军事强国早在第二次世界大战后期及战后的五六十年代都建有适量的此类测向系统用于后方固定测向站对远距离目标网台的战略无线电测向

33、。 对单目标定频信号测向，采用上面的“和/差”法测向可以达到比较高的测向精度，但如果在主瓣范围内同时存在两个以上同处于接收通带内的非相干定频信号，则“自动视觉测向”的结果将会变得非常不可靠，与前面讨论的“自动视觉小音点测向”相类似。对跳频通信信号，除非测向信道接收机能够自动跟踪目标跳频信号，否则由于宽频带范围内各种定频信号和干扰信号的共同影响，测向系统将无法得出有效可靠的方位测量值。为了解决上述问题，目前正在研究对采用“和/差”法工作方式的测向系统进行技术改造，主要包括两个方面：(1) 测向信道接收机的通带采用宽带形式，以满足对跳频通信信号的测向要求；(2) 增加一个以PC机为核心，包括A/D

34、与高速DSP的测向数字终端，采用小波变换处理技术，以便在频域上区分非相干目标信号的同时，保留其时域上的方位信息。7.4振幅比较法测向7.4.1双信道比幅法测向双信道比幅法测向是沃森-瓦特和黑德为研究闪电放电而产生的“天电”干扰而研制的一种测向体制。采用这种测向体制时天线接收信号的来波方位几乎是立刻显示在荧光屏上，它可响应的信号最短持续时间长度取决于测向信道接收机的瞬态响应特性或接收机的通带宽度。这种测向体制的原理框图如图7-16所示，两副艾德考克天线正交配置且分别位于东西、南北方位，其接收电势eEW(t)和eNS(t)分别输入到双信道接收机的信道和信道，双信道接收机信道和信道的输出则分别加到阴

35、极射线管的水平与垂直偏转板，最后由阴极射线管显示亮线指示目标信号的来波方位测量值。图 7-16双信道比幅法测向原理框图对于q方位的来波信号，只考虑满足下述三个假设条件的理想情况：(1) 信道和信道具有完全相同的幅频特性，能够保证接收通带范围内任意工作频率点对同一目标信号的电压幅度经过信道和信道变换处理后都按相同的比例因子(K)放大。(2) 信道和信道具有完全相同的相位特性，对于通带范围内任意工作频率点的同一目标信号，能够保证接收信号的相位经过信道和信道变换处理后都按相同的相移因子变化，输出信号具有相同的相移量(j0)。(3) 两副天线具有相同的电气性能，且满足d l的条件，保证其方向函数分别为

36、cosq和sinq，则两副天线接收的感应电势为eNS(t)=Em cosq ejwt (7-1)eEW(t)=Em q ejwt (7-2)由于两信道的增益相位特性完全一致，设增益为K，相移为j0，则双信道接收机信道和信道的输出分别为 (7-3)(7-4)两者分别加到阴极射线管的垂直与水平偏转板进行比幅，设垂直偏转板与水平偏转板的偏转灵敏度同为A，则电子束在荧光屏上偏转的距离坐标为两者同频同相，所以在荧光屏上将显示出一条直线。 设显示亮线的偏转角为f，则(7-5)(7-6)(7-7)由此可见，信道与信道的输出信号比值就是两副天线方向函数的比值，在9090范围内, 阴极射线管显示亮线的偏转角f与

37、目标信号的来波方位角q具有一一对应的关系，因此f值可以作为目标信号来波方位的测量值。如果考虑0360范围，则来波方位角q与荧光屏上显示亮线偏转角f的关系为f =q 或 f =p+q 可见，对于双信道比幅法测向，测量结果所显示的亮线只能指示来波方位线，还存在一个定单向问题。要实现定单向，需要增加一个中央垂直天线以提供全向信号，或利用四个天线元接收信号合成后的全向特性来替代中央垂直天线，对应地增加一个第三接收信道，且要求信道与信道和信道具有相同的幅度相位特性。中央垂直天线接收的全向信号通过信道的变换处理，输出到阴极射线管的控制栅极，它在接收信号的正半周使得NS和EW两路信号比幅的结果能够在阴极射线

38、管的荧光屏上显示亮线，指示目标信号真实来波方位测量值，而在接收信号的负半周，它对控制栅极的作用使得NS和EW两路信号比幅的结果在阴极射线管荧光屏上的显示亮线被消隐，目标来波信号的虚假方位测量值不会显示出来。由此可见，双信道比幅法测向实际上需要一个“三信道接收机”。双信道比幅法测向的原理比较简单，但其中的“三信道接收机” 要求三个接收信道具有一致的振幅与相位特性，在研制与生产中有比较大的难度。早期的三信道接收机由模拟电路构成，它要求三个信道所用元器件的特性高度一致地配对，而这种配对只有从大量的元器件中才能筛选出来，因此器件成本高，调试工作也非常复杂，需要由前端逐次往后进行对比调整，调试工作量和难

39、度都很大，这是三信道接收机造价居高不下的主要原因。现代数字信号处理技术的发展，为多信道之间振幅与相位特性的平衡补偿提供了新的有效途径，另外多信道之间的信道均衡技术也有了一定的新突破，为多信道接收机(如三信道接收机、五信道接收机等)的研制与批量生产提供了技术保障。图7-17所示的是采用数字信号处理技术对多信道间振幅相位特性进行补偿的三信道接收机原理框图。图 7-17采用数字处理技术进行信道均衡的三信道接收机原理框图三个信道的高频与中频单元尽可能采用配对器件，并由同一个频率合成器提供本振信号，在对比调试过程中尽量控制三个信道的振幅相位特性满足某一较宽松的指标要求，而后由后面的数字处理技术进行精确的

40、均衡补偿，其原理如下：(1) 确定补偿因子。测试信号经过三个信道的高频与中频单元变换处理后，三路中频输出能够反映三个信道之间振幅与相位特性的不平衡特性，它们在整机控制单元的同步控制下进行A/D与FFT变换，对应的FFT复数数据送到主处理机单元。主处理机单元通常是一个以高速DSP为核心的单片机系统，它以某一信道的振幅谱和相位谱数据为基准，将另外两个信道的振幅谱和相位谱数据与之进行对比分析，快速检测三个信道之间振幅与相位的不平衡特性，根据它们之间所存在的差别来确定对应信道振幅谱和相位谱的补偿因子，并存储起来。一般来说，三信道接收机信道之间振幅相位的不平衡特性随工作频率而变，另外也与工作环境、时间等

41、因素有关，这就要求补偿因子在设备工作频段内的任意频率点随时能够进行测试、存储与修改。在实际工作中需要积累不同季节、气候、工作环境、场地环境下补偿因子随工作频率而变化的参数，以便在测向时直接选择调用。当然，在时间允许的情况下也可以先测定对应信号工作频率点上两个信道振幅与相位特性的补偿因子，然后用该补偿因子实时进行修正。(2) 均衡处理。各信道振幅与相位特性的补偿因子确定以后，主处理机单元对各信道的振幅谱与相位谱进行补偿，以均衡NS与EW天线对的接收信号在高频与中频单元产生的振幅与相位不平衡特性，补偿后的振幅谱和相位谱分别进行IFFT和D/A变换，最后还原成模拟信号输出，供阴极射线管显示方式的比幅

42、法测向。下面讨论双信道比幅法测向的误差特性。(1) 如果d/l 1的条件不满足，则两副天线接收方向特性不是理想的“8”字形，因此目标信号在阴极射线管水平与垂直偏转板比幅得到的示向度f满足：此种情况下，双信号比幅法测向存在类似于角度计天线的间距误差。由于这类误差具有相对固定的特性，因此可以在方位数据处理过程中自动进行修正。(7-8)(2) 如果信道之间振幅特性不一致，设对应eNS(t)信道的振幅增益因子为KNS(f)，对应eEW(t)信道的振幅增益因子为KEW(f)，则两副天线接收的目标来波信号经过对应信道的变换处理后，在阴极射线管的垂直与水平偏转板比幅得到的示向度f满足：由此产生的误差为(7-

43、9)(7-10)该误差具有四分圆的特性，对于N、S、E、W四个方位上的来波信号没有误差，对于其他方位上的来波信号，其测量误差具有类似于正弦的变化规律，如图7-18所示。图 7-18两个信道振幅增益特性不一致引起的测向误差曲线对误差公式DqK求导数：在产生最大误差的来波方向应该满足：即可得到：(7-12)(7-11)如果两个信道的相位特性不一致，则在阴极射线管的荧光屏上所显示的轨迹将不是一条直线，而是一个椭圆，由此引起示向度数据读取困难，产生读数误差。一般来说，如果两个信道相位特性的差别在5以内，则荧光屏上所显示的将是一个很窄的椭圆，使用旋转指针指示椭圆长轴的直线位置，示向度数据读取误差可以忽略

44、。在早期的双信道比幅法测向设备中，两个测向信道采用共用本振的超外差接收机体制，共用本振是保证两路信号的相位差不会由于混频的过程而发生变化，采用超外差接收机则使得大部分增益和选择性都由中频放大器获得，这样两路信号只需在一个频率点上保持其振幅增益特性和相位特性的一致即可，高频单元只采用12级射频放大器。为了进一步减小两个信道振幅相位特性不一致而引起的测向误差，还可以采用信道交替切换的结构形式，如图7-19所示。其中S1、S2同步动作，轮流切换两个信道的输入与输出，由于两信道振幅相位特性的不平衡，在阴极射线管的屏幕上将显示出两条不重合的曲线轨迹，调整两个接收信道的增益微调旋钮和相位微调旋钮，使得屏幕

45、上原来显示的两条轨迹重合为一条直线，由此可获得目标信号来波方位的准确测量值。如果原来荧光屏上显示的轨迹是两条直线或两个很窄的椭圆，则根据其交角的平分线也能近似得到目标信号来波方位比较准确的测量值。图 7-19双信道比幅法测向中信道切换原理框图7.4.2单信道比幅法测向1. 单信道时间分割比幅法测向首先分析单信道时间分割比幅法测向的基本原理。单信道时间分割比幅法测向的原理框图如图7-20所示。图 7-20单信道时间分割比幅法测向原理框图图7-21示出的是各主要节点对应的波形，为了便于区分，图中将eNS(t)和eEW(t)画成了幅度不相等的信号。所谓时间分割，就是将南北、东西天线接收的信号eNS(

46、t)、eEW(t)通过电子开关S1的作用，使之在时间上交替地顺序进入同一信道接收机，与S1同步工作的电子开关S2则将信道接收机输出的一路顺序电压uNS(t)和uEW(t)重新分成两路。尽管uNS(t)和uEW(t)所含方位信息分别与eNS(t)和eEW(t)相同，但在时间上是交替地先后顺序出现，所以需要一个存储电路，使两者在时间上重新对齐，然后分别加到阴极射线管的垂直与水平偏转板进行比幅，以便荧光屏上所显示的亮线能够正确指示目标信号来波方位的估计值。图 7-21单信道时间分割比幅法测向原理框图中各点电压波形下面以图7-22所示的单信道时间分割比幅法测向方案为例说明其基本原理。图 7-22单信道

47、时间分割比幅法测向方案框图图中，N、S、E、W四个天线元接收的电压eN(t)、eS(t)、eE(t)、eW(t)在开关电压的控制作用下，变换成一路电压按下述顺序输出： (7-13)同时还可以得到以下两个合成电压： 经过移相网络输出的等效中央无方向性天线电压近似为经过移相网络输出的等效中央无方向性天线电压近似为(7-14)(7-15)(7-16)(7-17)移相网络是一个宽带90移相器，以保证eo(t)与ed(t)同相，两者取和后作为测向信道接收机的输入电压ec(t)，即(7-18)ec(t)经过单信道接收机的射频放大、混频、滤波、中频放大等变换处理，输出的中频信号也按上述顺序交替变化，并在后四

48、相电子开关的控制作用下重新分成四路分别送到储存电路，即 选通电路受50 Hz方波控制，在方波的正半周分别选通第一和第三储存电路的输出，而在方波的负半周则分别选通第二和第四储存电路的输出，因此选通输出的两路电压uNS(t)和uEW(t)分别为由此可见，uNS(t)和uEW(t)是变化幅度分别为2Um cosq和2Um sinq的50 Hz方波电压，来波方位信息q就包含在方波的幅度中。为了消除方波中的寄载电压U0，也为了使阴极射线管的荧光屏上显示一条亮线而不是一个亮点来指示目标信号的来波方位，输出的两路方波信号经过微分电路后变换成两路尖脉冲电压，因此最后加到阴极射线管垂直与水平偏转板进行比幅的电压

49、为由于50 Hz方波同时加到阴极射线管的控制栅极，在方波的负半周，阴极射线管控制栅极的负偏压使得uX(t)与uY(t)比幅后得到的虚假方位显示亮线被消隐；在方波的正半周，阴极射线管控制栅极的正偏压使得荧光屏上能够正常显示uX(t)与uY(t)的比幅结果。设KX和KY分别为阴极射线管水平与垂直偏转板的偏转系数，KX=KY，则显示亮线偏转的角度为f满足：(7-19)因此有fq，荧光屏上显示亮线的偏转角f与目标信号来波方位角q相等。图7-23给出的是框图中选通电路之后的几点电压波形。图 7-23单信道时间分割比幅法测向框图几点波形示意图2. 单信道频率分割比幅法测向图7-24所示的是单信道频率分割比

50、幅法测向的原理框图。图 7-24单信道频率分割比幅法测向原理框图设平衡调制器的输出取“和”频，则相当于进行“乘法”运算：(7-24)(7-25)(7-22)(7-23)(7-20)(7-21)中央垂直天线接收的信号在这里起着“寄载”电压的作用，它经过移相放大后，输出为因此，进入单信道接收机的电压为其中A=EmE0/Um，可见u(t)具有调幅信号的结构，其基带信号为(7-28)(7-27)(7-26)振幅包络为A(t)=Um1+S(t) (7-29)u(t)经过单信道接收机的高放、混频、中放等变换处理，最后检出携带来波方位信息的基带信号S(t)，即ud(t)=KS(t) 为了使单信道接收机能正确

51、检出S(t)，要求A，否则将发生过调制而使得单信道接收机检波输出的基带信号产生失真，这也是u(t)中需要引入uo(t)的原因。在平衡解调器中，ud(t)分别与e1(t)、e2(t)相乘，并取差频，然后再经过低通滤波消除交流成分，分别输出携带方位信息的直流成分：uNS(t)=U cosq，uEW(t)=U sinq为了便于比幅结果的显示，uNS(t)和uEW(t)分别经过波形变换电路形成锯齿波电压，设K0为比例系数，T为锯齿波周期，则加到阴极射线管水平与垂直偏转板进行比幅的电压uX(t)与uY(t)分别为两者比幅的结果将使荧光屏上显示亮线所偏转的角度f满足：(7-30)图7-25示出的是德国R&

52、S公司设计生产的CUBIC-4400单信道频率分割比幅法测向系统原理方框图。图 7-25CUBIC-4400测向系统原理方框图7.5相 位 法 测 向7.5.1相位法测向的基本原理1. 相位法测向相位法测向是通过比较按一定结构排列的两个以上天线元接收信号的相位差来获得目标信号来波的到达方位角信息。考虑图7-26所示的N、S、E、W四元天线，设天线对NS、EW的间距均为d，来波的方位角为q，仰角为g，则电波到达NS天线对和EW天线对时所形成的相位差分别为(7-32)(7-31)由于jEW/jNS=tanq，所以到达方位角为到达仰角为(7-33)(7-34)图 7-26电波到达相邻天线元形成的波程

53、差2. 相位模糊问题相位法测向又称为干涉仪测向，它分为长基线干涉仪和短基线干涉仪。长基线干涉仪的天线元间距比信号波长还要长，这样可以提高相位测量的精度，但带来的负面影响是出现相位模糊(大于p的相移量)，进而引起来波方位测量的模糊。为了降低相位模糊或来波方位测量的模糊，要求dlmin/2，这就是短基线干涉仪，但它会引起测量精度和工作带宽的降低。由得即可见Dq正比于DjNS或DjEW，反比于d/l。d/l增加则测向精度提高，反之减小d/l则带来测向精度的下降。在测向设备工作频率范围一定的情况下，l是确定的，因此d/l的增减归根到底是天线元间隔d的增减，d增大有利于提高测向精度，但是当dl/2时，可

54、能出现相位模糊现象。下面对相位模糊问题进行具体分析讨论。由于鉴相器的最大测量范围为p，而距离为d的相邻天线元最大相移为设 j=ip+j0(i=0，1，2，N)由可见，来波方位可以是q0、q1、，qN中的任一个，相位的模糊引起了来波方位测量值的模糊。为了解决相位模糊问题，可以采取以下两种方式：(1) 限定测向视角。对于jmax出现在对应sinq=1或q=90及其附近的来波方位，如果限定其测量视角为q0(q090)范围, 以保证：则不会出现相位模糊问题，来波方位的测量值具有唯一性。(2) 采用长短基线法。如图7-27所示，由三个天线元分别输出e1(t)、e2(t)、e3(t)到三信道接收机，由e1

55、(t)、e2(t)得到的相位差为j12，由e1(t)、e3(t)得到的相位差为j13。短基线d保证不出现相位模糊，即因此由j12对应的来波方位粗测值具有唯一性。即长基线D保证方位测量精度，它对应的相位差为实际测量值为j013，因此必须估计i的值，以得到正确的j13值。由寻找最接近q12的q13(i)值，就是较q12更精确的来波方位测量值，即按下式寻找：min(|q13(i)q12|(1iN)由此解决了相位模糊带来的方位测量模糊问题。图 7-27长短基线法测向原理框图7.5.2各类相位干涉仪测向设备原理1. 单基线双信道干涉仪测向设备对于单基线双信道干涉仪测向设备，根据其末端相位提取技术的不同有

56、三种基本结构形式，如图7-28所示。考虑以两个天线元中心轴线为方位起点，则对于q方位的来波信号，相位差j为如果来波仰角g已知或可估计，则根据j的测量值就可由上式确定来波方位q的测量值。图 7-28单基线双信道干涉仪测向原理框图1) 连续相位测量连续相位测量是采用鉴相器测量双信道接收机两路中频输出信号之间的相位差j。鉴相器可以采用模拟电路，也可以采用数字电路。图7-29所示的是一种采用乘积鉴相器的模拟电路框图，鉴相器的I-Q积分输出分别为cosj(I路同相输出)和sinj(Q路正交输出)，该I-Q输出可继续进行如下处理：(1) 由cosj和sinj的矢量和获取j的模拟测量值；(2) 由正弦余弦数

57、值变换器变换成数字形式后获取j的数字测量值；(3) 直接加到CRT上，给出j的图像显示。图 7-29乘积鉴相器模拟电路框图2) 相位扫描相关将双信道接收机的某一个输出信道加到压控延迟网络，其延迟时间t(t)受电压u(t)的控制，将经过延迟后的中频输出u2tt(t)与另一个信道经固定延迟的中频输出u1(tt0)送到相关器进行相关运算, 如图7-30所示。图 7-30相位扫描相关测向原理框图3) 相位傅氏变换法 相位傅氏变换法是采用频域处理技术来测量两天线元接收信号之间的相位延迟，图7-31 所示的是其原理框图，它的后处理包括四个步骤：(1) 时域的A/D变换；(2) 频域的FFT变换与处理；(3

58、) 相位延迟的计算与综合处理；(4) 来波方位的计算与综合处理。图 7-31相位傅氏变换法测向原理框图在相位差测量中采用FFT技术，是无线电测向技术领域为适应现代数字信号处理理论与技术的发展而向数字化测向迈出的重要一步，它具有如下优点：(1) 它是一种数字频域处理技术，能降低信号幅度变化所带来的有害影响；(2) 采用频谱处理的方法，能够使得灵敏度得到显著的改善；(3) 便于相位误差的校正，可以在各个频率点都建立相应的相位校正系数表，频率间隔仅取决于FFT的频率分辨率；(4) 能够适应对短时间驻留信号的测向处理要求；(5) 具有灵活的频域选择性，可以抑制不需要的干扰频谱成分，适应在密集复杂的电磁

59、环境下工作；(6) 能够预置各种处理模型，对测量数据进行灵活的处理，有效提高最终的测量精度。2. 双基线双信道干涉仪测向如果要求测向的视角覆盖整个360范围，并需要测量来波的仰角，这就必须采用双基线干涉仪测向设备，如图7-32所示。图 7-32双基线双信道干涉仪测向原理框图双基线由排列成L形或等边三角形的三个天线元组成，天线元1接收的信号直接送到双信道接收机的信道1输入端口，而天线元2和天线元3接收的信号则通过一个射频开关交替地送到双信道接收机的信道2输入端口，因此基线1-2和基线1-3之间的相位差被交替地测量。设天线元1-2与天线元1-3成直角排列，且间距相等，以天线元1的相位作为参考，基线

60、1-2和基线1-3之间的相位差分别用j12、j13来表示，则(7-36)(7-35)因此在实际设备的工程设计中，要合理设置天线元2与3两者之间的转换与驻留时间，既要保证开关在某一状态接通后的驻留时间与设备的响应处理时间相一致，又要有尽量快的转换周期，以保证对短时间驻留信号的可靠测量。(7-37)(7-38)相位差的测量可以采用前面在单基线双信道干涉仪测向中介绍的三种方法之一，这里就不再重述。这种结构的测向设备有三个主要优点：(1) 能够同时测量来波信号的水平方位角和仰角；(2) 与单基线干涉仪测向机相比较，改善了视角范围；(3) 降低了天线散射和耦合带来的误差，因为在三个天线元中，总有一个天线