毕设论文400HZ逆变电源的研究

1、 . PAGE26 / NUMPAGES29 . 毕业设计（论文）题目：400HZ逆变电源的研究目 录 TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc223770852摘要= 2 * ROMANIIHYPERLINK l _Toc223770852关键字= 2 * ROMANIIHYPERLINK l _Toc223770852abstract= 3 * ROMANIIIHYPERLINK l _Toc223770852Key words= 3 * ROMANIIIHYPERLINK l _Toc223770852前言1HYPERLINK l _Toc2237708551.

2、绪论3HYPERLINK l _Toc2237708561.1数字化逆变电源的发展3HYPERLINK l _Toc2237708571.2 数字化逆变电源的控制3HYPERLINK l _Toc2237708571.3本文主要研究容3HYPERLINK l _Toc2237708582. 直流变换器型高频环节逆变5HYPERLINK l _Toc2237708592.1SPWM脉宽调制技术5HYPERLINK l _Toc2237708602.2直流变换器型高频环节逆变7HYPERLINK l _Toc2237708612.3本章小结103. HYPERLINK l _Toc22377087

3、1直流/交流变换器（逆变器）11HYPERLINK l _Toc2237708673.1 逆变器的类型和性能指标11HYPERLINK l _Toc2237708683.2 电压型单相方波逆变电路工作原理11HYPERLINK l _Toc2237708693.3 电压型单相逆变器电压和波形控制11HYPERLINK l _Toc2237708703.4 三相逆变电路工作原理12HYPERLINK l _Toc2237708703.5三相逆变器输出电压和波形的SPWM控制12HYPERLINK l _Toc2237708703.6三相逆变器电压空间矢量12HYPERLINK l _Toc223

4、7708624. 系统综述13HYPERLINK l _Toc2237708634.1技术指标13HYPERLINK l _Toc2237708644.2系统主电路21HYPERLINK l _Toc2237708654.3驱动，测量，保护电路19HYPERLINK l _Toc2237708654.4 本章小结21HYPERLINK l _Toc2237708715. 改进型重复控制22HYPERLINK l _Toc2237708675.1 概述22HYPERLINK l _Toc2237708675.2 数字PID控制技术22HYPERLINK l _Toc2237708685.3重复控

5、制技术23HYPERLINK l _Toc2237708695.4改进型重复控制26HYPERLINK l _Toc2237708705.5改进型重复控制器参数设定27HYPERLINK l _Toc223770871结束语30HYPERLINK l _Toc223770872参考文献31HYPERLINK l _Toc223770872致32400HZ逆变电源的研究摘要400Hz逆变电源是航空专用电源，由于其应用的特殊场合，也就对其提出更高的要求，数字化、高效率、高性能是专用逆变电源的发展方向。本论文针对这些要求，提出一种新颖的逆变电路拓扑结构，并以DSP2407A为控制核心，采用改进型重复

6、控制算法，进行了400Hz逆变电源的研制。本文对逆变主电路结构进行了分析，然后重点以Dsp2407A为核心的控制电路的设计与改进型重复控制算法的实现。逆变电路采用直流变换器型高频环节逆变技术，直流变换器型高频环节逆变器由直流变换器与极性反转逆变桥级联而成，具有电路结构简洁、前级工作在SPWM、后级工作在中频方波逆变、逆变桥功率开关电压应力低且实现ZVS、抗输入电压扰动能力等优点。控制系统DSPTMS320LF2407A为核心。目前市场上的产品大都采用模拟控制方式，其中存在控电路元件多、灵活性差、一致性差等很多问题。本论文针对这些问题，采用数字控制器，具有硬件电路简单，系统升级方便等特点，符合现

7、代逆变电源的发展方向，具有广阔的应用前景。为了取得更好的控制效果，把改进型重复控制算法应用到本系统当中，改进型重复控制把重复控制与PID控制相结合，取得较好的动态和稳态特性。关键词：直流变换器; 改进型重复控制 ； 逆变Research on 400HZ inverter powerAbstract400Hz inverter is a special powers supply used in the aeronauticalsystemMore demands ate proposed for its special applicationDigital control、high effi

8、ciency、high capability accords with the development trend of the power supplyFor this demand，paper give analyzing and researching about a novel topology of circuit and modified repetitive control stratergy basedonDSP2407AThe paper will give a comprehensive introduction about a novel circuit，then we

9、focus on control circuit design and modified repetitive control stratergy realizationHigh-frequency link inverter belonging to the type of direct current convertor is used in inverter circuit，and It is made up of direct current convertor and polarity reversal inverter bridgeIt has many advantages，su

10、ch as concision of circuit structure，the former grade working at SPWM mode，the later grade working at middle frequency quadrate wave inverter，low voltage stress of inverter bridgeS power switch and achieving ZVS，high ability of resisting input voltage disturbingIt is a digital control system based o

11、n DSPTMS320LF2407AThere ate somedisadvantages such as too many control elements、unflexible、bad consistencyDue to all of this disadvantages of analog control mode used in current products，the implementation of digital controller is described in this paperThe system has the characteristic of simple ci

12、rcuit and scanty cost of upgrade，accords with the development trend of modern convertor， it will have wide applicationsIn order to get a good control state，a modified repetitive control stratergy is proposed and realized in this system，and dynamic state and steady state characteristics are improvedK

13、EY WORDS：Direct Current Convertor; Modified Repetitive Control；inverter前言电源系统是现代电子设备不可或缺的重要组成部分，运用先进功率电子器件与控制技术可以使逆变电源比传统电源设备具备更好的稳定性和可靠性。400HZ中频逆变电源广泛应用于飞机、雷达、通信等领域，其对逆变电源的稳定精度、可靠性等提出了高要求。逆变电源是将直流电能转变成交流电能的变流装置，是太阳能、风力发电中一个重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展，逆变技术也从通过直流电动机交流发电机的旋转方式逆变技术，发展到二十世纪六、七十年代的晶闸管逆变技术，而

14、二十一世纪的逆变技术多数采用了MOSFET、IGBT、GTO、IGCT、MCT 等多种先进且易于控制的功率器件，控制电路也从模拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（DSP）控制。各种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。毋须怀疑，随着计算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将

15、向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。通常,把交流电变成直流电的过程叫做整流,完成整流功能的电路叫做整流电路；与之相对应，把直流电变成交流电的过程叫逆变,完成逆变功能的电路则称为逆变电路，而实现逆变过程的装置叫做逆变器或逆变电源。逆变电源按照不同的分类方式可分为多种类型：（1）按照逆变电源输出交流的频率，可以分为工频逆变、中频逆变和高频逆变。工频逆变一般指5060Hz的逆变电源，中频逆变的频率一般为400Hz到十几KHz；高频逆变电源的频率则一般为十几kHz到MHz。（2）按照逆变电源的输出相数可以分为单项逆变电源、三项逆变电源和多相逆变电源。（3）按照逆变电源输出能量的去向，可以

16、分为有源逆变电源和无源逆变电源。（4）按照逆变电源主电路的形式，可以分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式逆变电源。当然还有其他的分类方式可以把逆变电源分为不同的种类，这里不再叙述。采用逆变技术是为了获得不同的稳定或变化形式的电能，具有很多的优点：eq oac(,1)灵活调节输出电压或电流的幅度和频率，如交流电动机的调速;eq oac(,2)将直流电转换成交流电或其他形式的直流电，如程控交换机；eq oac(,3)减小用电设备的体积和重量，节省材料。eq oac(,4)高效节能。eq oac(,5)动态响应快,控制性能好,电气性能指标好。eq oac(,6)保护快。现代电源技术是综合应用了电力电子

17、、电子与电磁技术、自动控制与微处理器技术的一种多学科交叉技术。随着电子电源的集成化、模块化、智能化的发展，功率集成技术已经模糊了整机与器件之间的界限。进入80年代后，现代电源技术随着IGBT、功率MOSFET、IPM、MCT等新元件的出现，谐振变流、软开关、电路拓扑等新理论的支持，功率因数校正、并联均流、有源钳位、微机监控等技术的应用，使现代电源技术逐渐走上高频化。高频化带来的直接好处就是使电源装置的小型化，并使电源产品进入到了更为广阔的领域。现代电源技术研究的总趋势是交流电源以PWM为主流，不断提高网侧功率因数，实现功率因数近似为1的电源，并向大功率推进；直流电源以开关方式为主流，扩大输出电

18、压的多路电压控制；进一步提高开关频率和功率密度，提高可靠性，降低电磁干扰和增强抗干扰能力并使电源模块朝着超薄型和微型化发展。1. 绪论中频逆变电源，广泛应用于飞机、舰船、雷达、通信、导弹、车辆等领域，其技术要求高，正向着高可靠性、轻量化、智能化模块电源方向发展。逆变电源控制方法的实现可以采用数字控制，这是实现智能化和高可靠性的前提。而且可以方便的实现模块化，对于产品的系列化生产具有很好的借鉴。数字控制系统具有通用性好、抗干扰能力强、控制规律灵活、可实现先进控制算法和便于实时控制等优点。1.1 数字化逆变电源的发展传统的逆变电源多为模拟控制或者模拟与数字相结合的控制系统。虽然模拟控制技术已经非常

19、成熟，但其存在很多固有的缺点：控制电路的元器件比较多。电路复杂，所占的体积较大；灵活性不够，硬件电路设计好了，控制策略就无法改变；调试不方便，由于所采用器件特性的差异，致使电源一致性差，且模拟器件的工作点的漂移，导致系统参数的漂移。模拟方式很难实现逆变电源的并联，所以逆变电源数字化控制是发展的趋势，是现代逆变电源研究的一个热点。近年来随着大规模集成电路、现代可编程逻辑器件与数字信号处理器(digitalsignal processor，SP)技术的发展，使逆变电源的全数字控制成为现实。SP能够实时地读取逆变电源的输出，并实时地计算出PWM输出值，使得一些先进的控制策略应用于逆变电源控制成为可能

20、，从而可对非线性负载动态变化时产生的谐波进行动态补偿，将输出谐波达到可以接受的水平。逆变电源采用数字控制，具有以下明显优点：(1)减少控制元件数量，提高系统抗干扰能力。(2)控制系统的可靠性提高，易于标准化，系统的一致性较好，便于调试、安装等。(3)有利于大规模逆变电源组成并联运行系统。从而实现高可靠性、高冗余度的逆变电源并联运行系统。(4)易于采用先进的控制方法和智能控制策略，使得逆变电源的智能化程度更高，性能更完美，输出电能质量好，可靠性高，便于实现智能控制。随着微处理器的可靠性与质量的不断提高，数字控制已经在逆变控制中占据着主导地位，本文提出了一种基于DSP控制的方案1。1.2 数字化逆

21、变电源的控制由于早期的微处理器运算速度有限，逆变电源的核心控制仍然需要模拟电路的参与，随着电机控制专用DSP的出现和控制理论的普遍发展，使得逆变电源的控制技术朝着数字化、智能化方向发展，对于各种控制策略和控制算法的实现成为可能。常用的控制策略包括PID控制、无差拍控制、重复控制技术、状态反馈控制等等，各种控制方法具有各自特点，有各自的应用围，有时为了达到较好的性能可能要求使用几种控制方法，本文采用了改进型重复控制，并通过DSP得到了较好的实现2。1.3 本文主要研究容本文对交流输入220V，输出交流115V、400HZ的中频电源进行了研制。本文的主要容主要集中在以下几点：（1）基于双向直流变换

22、器高频逆变技术的主电路的结构，双向的DC/DC生成全波整流的正向的馒头波，极性反转逆变桥完成极性反转，此电路结构简洁、功率双向流动、适应负载能力强，幅值的调制与极性控制独立实现，控制实现更加简单。（2）控制策略采用改进型重复控制，结合PID控制与重复控制各自的特点，对于电源的一些非线性的负载特别是整流性负载能得到较理想的输出电压波形。2 直流变换器型高频环节逆变2.1 SPWM脉宽调制技术SPWM正弦脉宽调制法(Sinusioidal PWM)是调制波为正弦波、载波为三角波或锯齿波的一种脉宽调制法，由于三角载波的频率通常较高，因而理论上其输出电压波形的谐波频率主要集中在较高的频率段上，所以经过

23、很小的滤波器就可以得到比较理想的正弦波输出电压。这也是正弦脉宽调制技术得到广泛应用的原因之一。其工作原理是采用正弦控制信号与高频三角波载波信号相交截，产生正弦脉宽调制信号，再经过逻辑变换、功率放大等环节，得到功率管的驱动信号，驱动功率管开通关断，从而在逆变器的输出端得到正弦调制输出。这项技术的特点是原理简单，通用住强，控制和调节性能好，具有消除谐波、调节和稳定输出电压的多重作用，是一种较好的波形改善方法，它的出现为中小型逆变器的发展起了重要作用。SPWM正弦脉宽调制根据每发生一次开关过程中，桥臂输出电压的脉冲极性的变化不同可分为双极性脉宽调制(bipolar PWM)方式和单极性脉宽调制 (u

24、nipolarPWM)方式6。（1）单极性调制通过控制功率开关管的通断，使输出电压在或即+1/0(-1/0)之间切换，这就是单极性的调制。用幅值为的参考正弦波，与幅值为频率为正的三角波比较，产生功率开关驱动信号。单极性正弦脉宽调制原理波形可采取以下几种方式，具体如图21所示。图2-1(a)是用两个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波交截产生功率开关驱动信号。这是单极性spwm调制当中的倍频调制方式。图2-1(b)单极性调制是用单相正弦波全波整流电压信号与单向三角形载波交截，从而得到高频驱动信号。低频信号指的是控制单极性馒头波倒向的驱动信号。图2-1(c)是直接用参考正弦波与单向三角形载波交截产

25、生功率开关驱动信号。对于单极性的调制可根据实际电路采用不同的方法，在本文中，采用是图2-1(b)所示的方法，结合实际的主电路结构使控制更简洁，达到较好的效果。2.双极性调制工作在双极性脉宽调制方式下的逆变器的对角功率管同时开通和关断，同一桥臂上的两个开关管互补导通，所有功率管均为调频开关。每发生一次开关，逆变桥的输出电压为正输入电压或负输入电压，从而输出电压在正负电平之闻切换。即+1/一1(一1/+1)切换方式，整个输出电压周期所得到的是两态输出电压波形。对于BUCK型逆变器，有单极性和双极性两种调制方式。单极性调制属于“1”，“0”、“-l”三态调制，在一个输出周期，只有一段区域的能量从交流

26、侧回馈到直流侧；双极性调制属于“1”、“-l”两态调制，每个开关周期均有能量从交流侧回馈到直流侧。因此，单极性调制逆变器将比双极性调制逆变器有更优良的输出频谱特性、更小的输出滤波器。3（a）（b）（c） 图2-1 单极性调制 图2-2 双极性调制2.2 直流变换器型高频环节逆变直流变换器型高频环节逆变器是逆变器技术中的新概念，它由直流变换器和极性反转逆变桥级联而成。直流变换级将直流电压变换成全波整流电压，极性反转逆变桥将其逆变成正弦交流电，其类型由前置直流变换器的类型(BUCK或BUCK，BOOST)决定，因而称为直流变换器型高频环节变换器。下面将对单向直流变换器和双向直流变换器分别介绍4。2

27、.2.1 单向直流变换器型高频环节逆变单向直流变换器型高频环节逆变器电路结构与控制系统如图2-3所示。该电路结构由单向DC/DC变换器、滤波器、极性反转逆变桥构成，具有电路结构简洁、单向功率流、直流变换级工作在SPWM(输出电压调节围宽)、极性反转逆变桥功率开关电压应力低且为ZVS、输出滤波器负担减轻、适用于可再生能源的有源逆变以与阻性满载时的无源逆变场合。A）电路结构 B）控制系统 图2-3单向直流变换器型高频环节逆变器电路结构与控制系统如果将直流变换器用于无源逆变场合，其结果是空载、容性负载、感性负载甚至阻性轻载时输出正弦电压波形严重畸变，仅在阻性满载时输出波形较好，即负载适应能力弱。图2

28、-4是在不同负载()时，2KVA DC 180V/ACll5V400HZ逆变器的输出电压仿真波形。仿真结果表明：(1)阻性满载时，输出电压质量高，如图2-4（a）所示轻载或空载时，输出电压近似为一方波，其原因是空载或轻载时，直流滤波电容C没有放电回路或放电时间很大：(3)容性负载时，输出电压在某时间保持恒定，当直流滤波电容和交流负载电容上的电压相平衡时，均无放电回路，输出电压发生畸变，如图2-4(c)所示：(4)感性负载时，直流滤波电容C和交流负载电感发生谐振，如图2-4(d)所示：因此，该逆变器输出电压波形受负载影响很大，即负载适应能力弱，仅适用于阻性满载场合，不具有普遍适用意义。 （a）阻

29、性满载 （b）轻载或空载 （c）额定电容性负载 （d）预定感性负载 图2-4 逆变器不同负载时的电压仿真波形2.2.2 双向直流变换器型高频环节逆变双向直流变换器型高频环节逆变器如图2-5所示，它由双向DC/DC变换器、滤波电路、极性反转逆变桥构成，具有电路结构简洁、双向功率流、直流变换级工作在SPWM(输出电压围宽)、逆变桥功率开关电压应力低且为ZVS，输出电压波形质量高、负载适应能力强等特点适用于无源逆变场合。9图2-5 双向直流变换器型高频环节逆变器电路结构与控制系统由于双向的直流变换器能够实现能量的双向流动，所以变换器能够将交流负载无功能量或电容上的电荷回馈到输入直流电源侧，从电感处的

30、电流可以看到电流为负时，负载向电源反馈能量，从而保证输出电压的正弦性，使电压在任何负载时都能跟踪参考电压信号的变化，从而获得理想的输出电压波形。逆变器在不同负载时的仿真波形如图2-6所示（a）额定阻性负载 （b）空载（c）额定容性负载 （e）额定感性负载图2-6 逆变器不同负载时的输出电压，电感电流仿真波形双向DC/DC的二个开关管均为恒频SPWM控制，二者交替工作。二个开关管的控制主要是控制有功功率向负载的传递以与无功功率的反馈。双向直流变换器型高频环节逆变器的电路结构，由双向直流变换器和极性反转逆交桥构成，具有电路结构简洁、双向功率流，输出电压波形质量高、负载适应能力强等特点，有效地克服了

31、单向直流变换器型高频环节逆变器的固有缺陷。本文中逆变电源采用的这种结构，通过合理的控制算法能够达到预期的目的。到预期的目的。112.3 本章小结本章主要介绍了直流变换器高频环节逆变这种电路结构，直流变换器由双向直流变换器和极性反转逆变桥构成，具有电路结构简洁、双向功率流、输出电压波形质量高、负载适应能力强等特点。这种电路结构即BUCK逆变器应用在400Hz逆变电源中。具有负载适应能力强，效率高等特点。并且采用单极性的SPWM调制，单极性调制逆变器将比双极性调制逆变器有更优良的输出频谱特性、更小的输出滤波器。这种主电路结构也使功率开关管的控制更加简单，简化了控制电路设计与控制方法的实现，为逆变电

32、源提高整体性能打下基础。3 直流/交流变换器直流/交流电功率变换器称为逆变。本章论述直流/交流电功率变换的基本原理，介绍方波运行模式下电压型和电流型逆变器的特性，输出电压大小和波形的PWM控制基本原理，三相逆变器的空间矢量PWM控制，多电平逆变器、高压大容量逆变器的复合结构以与逆变器的基本应用7。3.1 逆变器的类型和性能指标直流/交流电功率变换是通过逆变器实现的。逆变器的输入是直流电，输出为交流电。交流输出电压基波频率和幅值都应能调节控制，输出电压中除基波成分外，还可能含有一定频率和幅值的谐波。3.1.1 逆变器的类型 逆变器由主电路和控制系统两部分组成。逆变器应用广泛，类型很多。其基本类型

33、有：（1）依据直流电源的类型，逆变器可分为电压型逆变器和电流型逆变器。电压型逆变电路的输入为直流电压源，逆变器讲输入的直流电压逆变输出交流电压，因此也称它为电压源型逆变器VSI；电流型逆变电路的输入端串接有大电感，形成平稳的直流电流源，逆变器将输入的直流电流逆变为交流电流输出，因此也称它为电流源型逆变器CSI。（2）依据输出交流电压的性质，可分为恒频恒压正弦波逆变器和方波逆变器，变频变压逆变器，高频脉波电压（电流）逆变器。（3）依据逆变电路结构的不同，可分为单相半桥、单相全桥、推挽式、三相桥式逆变器。（4）依据开关器件与其关断（换流）方式的不同，可分为采用全控型开关的自关断换流逆变器和采用晶闸

34、管半控型开关的强迫关断晶闸管逆变器两类。晶闸管逆变器也可利用负载侧交流电源电压换流，负载反电动势换流或负载谐振换流5。3.2 电压型单相方波逆变电路工作原理3.2.1 电压型单相全桥逆变电路改变开关管的门极驱动信号的频率，输出交流电压的频率f也随之改变。为保证电路正常工作，和两个开关管不应同时处于通态，、两管不应同时处于通态，否则将出现直流侧短路。实际应用中为避免上、下开关管直通，每个开关管的开通信号应略为滞后于另一开关管的关断信号，即“先断后通”。同一桥臂上、下两管、或、关断信号与开通信号之间的间隔时间称为死区时间，在死区时间中，、或、均无信号。3.3 电压型单相逆变器电压和波形控制上节中各

35、单相逆变电路输出电压均为宽的方波交流电压。输出电压中基波电压数值仅由输入电压唯一确定，而且输出电压中除基7波外含有大量的谐波，对其中的3、5、7等低阶次谐波，若采用LC滤波器去衰减，则必须有LC数值很大的滤波器，因为要滤除n次谐波必须，即，谐波阶次n低，要求L、C的谐振频率低，要求L、C数值很大。3.4 三相逆变电路工作原理 三相交流负载需要三相逆变器，三相逆变器有两种电路结构，其一为由三个单相逆变器组成一个三相逆变器。每个单相逆变器可以是半桥式也可以是全桥式电路。三个单相逆变器的开关管驱动信号之间互差，三相输出电压、大小相等，相差，构成一个对称的三相交流电源，通常变压器的二次绕组都接成星型以

36、便消除负载端的三倍数的谐波。三相逆变器的另一种电路结构.3.5 三相逆变器输出电压和波形的SPWM控制 对于三相逆变器也可以采用本章第三节中单相逆变器的多脉波PWM控制或SPWM控制方式。在输出电压的每一个周期中，各开关器件通、断转换多次，实现即可调节、控制输出电压的大小、又可消除低次谐波改善输出电压波形。三相电压型逆变电路任何时刻一个桥臂只有一个开关管被驱动导通，上、下开关管驱动信号互补。因此三相桥电压型逆变电路这6个开关管同时被驱动导通。 当负载为星型联结时如果负载中点为N，则当、同时导通时，A、C两点接电源正端，B点接电源负载各相阻抗相等，则，当、同时导通时，A、B、C三点都连在一起，故

37、,类似地分析可以画出负载星形联结时负载相电压的波形。3.6三相逆变器电压空间矢量PWM控制基于传统空间矢量脉宽调制(SPWM)控制的三相逆变器能够获得快速的动态响应,但实现复杂,需要高速微处理器。本文提出了一种新的简单SPWM控制方法。在理论分析的基础上得出了逆变器实现SPWM调制的占空比计算公式。该方法具有传统SPWM快速动态响应的优点,且实现简单13。4 系统综述4.1 技术指标输入电压:交流220V，频率50HZ额定输出功率：2KVA输出电压波形：正弦波输出频率:400HZ输出电压总谐波失真:THD54.2 系统主电路4.2.1 主电路结构本系统主要由以下A、B、C三个部分组成，功能是完

38、成交流220V/50Hz到交流115V/400HZ的变换，结构如下： 图4-1 系统结构框图 (一) A部分(PFC boost)本部分的作用把交流电整流并通过boost电路升压，输出为360V的直流高压，在控制电路控制下实现稳压，并使功率因数为1。这一级要保证功率因数为1，同时实现稳压的功能。12(二) B部分(DC/DC)本部分完成从直流360V到直流180V的变换，采用变压器隔离DC/DC变换，变压器的作用是隔离与变压，原边的逆变桥由四个开关管组成，副边由四个整流管组成，对于变桥同一桥臂开关管的控制采用互补控制，对角开关管同时导通和关断，逆变桥输出极性为正或负的方波信号，正负脉冲的宽度各

39、为50，电路原理如图4-2所示。图4-2 系统结构框图A部分满调制时VIV4驱动波形如图4-4(a)所示，占空比为50，图中的波形没有考虑死区，即认为开关管为理想器件。图中PWMl和PWM3同相，PwM2和PWM4同相没有移相，此时副边输出电压最高，如果不计损耗，那么副边的输出电压为nVin，其中n为变压器的变比在这里变比为2:l，这是满调制时的输出，此时副边通过二极管来整流，即为不控整流。图4-3 B 部分电路图原边的开关作用相当于把输入直流信号调制为交流的方波信号，副边二极管则把该信解调为直流电压输出，由于V1与V4和V2与V3的脉宽均为T/2(T为开关周期)，Uab(变压器副边的电压波形

40、)正半波和负半波经历时间均为T/2，经过副边整流之后可得到最大的输出电压，从而完成了从360V直流电压到180V直流电压的隔离与变换。开关管的驱动信号为高频的驱动信号，这也使变压器有较小的体积，并能够得到较高质量的直流信号。(三)C部分(DC/AC)C部分即逆变电源中的逆变电路，它主要功能是完成DC180V到AC115Vrms/400Hz交流电压的变换功能。这一部分是整个逆变电源的核心部分，也是本文所研究的重点部分。该逆变电路实际上是一种Buck逆变器，即上一章所提到双向直流变换器，它是双向直流变换器的一种应用，这种Buck逆变器可以看作由两个部分组成：(1)具有双向电流导通能力的Buck变换

41、器。(2)全桥变换电路，如图4-6所示。双向直流Buck变换器由Buck电路和Boost电路结合而成，图4-7(a)为Buck电路，图4-7(b)为Boost电路，把功率二极管换成双向开关就形成了双向Buck变换器，如图4-7(c)所示，从而实现了能量的双向流动。对于Buck变换器，它的输出电压V0=VinD(其中，Vin是输入的直流电压，D是主功率开关管M1的占空比)。在逆变器中，控制电路通过SPWM脉宽调制技术控制开关管M1的占空比D，把输入的直流电压调制成相应电压波形输出，使得Buck变换器在滤波电容c上的输出电压为一系列的正弦全波整流电压，即单极性的馒头波，再通过后一级的全桥变换电路使

42、一系列的单极性的正弦馒头波在负载上展开成标准的讵弦波。工作原理如图4-8所示。（a）原边门极驱动波形（b）变压器副边波形图4-4 原边的门极驱动波形与变压器原边波形图4-5 C部分电路图图4-6 C 部分的结构图（a）Buck 电路 （b） Boost 电路4-7（c）双向直流buck 变换器 双向Buck变换器由两个MOSFET的开关管器件与D1、D2二极管组成。两个开关管互补导通，二极管具有续流的作用，从而能够实现能量的双向流动，所以能够接感性与容性负载。直流侧的电压采用单极性SPWM调制通过DC/DC在电感后面生成单极性馒头波，即频率为800HZ。全桥逆变部分由4个MOSFET开关管组成

43、，通过低频开关信号控制实现对输入即单极性馒头波周期倒向从而输出400HZ的正弦波。输出滤波电路由滤波电感L、滤波电容C构成，其作用是将DC/AC输出的含有高次谐波分量、基波频率为400HZ的调制电压波滤成低THD的115V/400HZ的交流正弦波，供交流负载作用。双向Buck逆变电路的优点：（1）双向直流变换器型高频环节逆变器的电路结构。由双向直流变换器和极性反转逆变桥构成，具有电路结构简洁、双向功率流、输出电压波形质量高、负载适应能力强等特点，有效地克服了单向直流变换器型高频环节逆变器的固有缺陷。（2）从上面的电路结构可以看出此逆变器拓扑结构有一个缺点:需要的开关管数量多，这样一来就大大提商

44、了电路的成本。但是这个电路有二个主功率开关管工作在高频状态，后面的全桥电路的四个开关管都是以很低的频率工作，而且都是在电压过零的时候开关，其开关损耗几乎为零。所以本电路损耗低,效率提高。（3）传统的全桥逆变器存在一些不足，逆变器的输出电压幅值只能低于直流电压的幅值。在某些要求输出电压高于输入电压的场合，就无法实现。现有软开关逆变器存在缺陷，例如：结构复杂，控制困难；动态性能差；有时会产生较大的电压电流应力，使得开关管选取困难,成本增加。（4）单极性的馒头波，提高了采样的精确度。如果采样电压为正负电压，采样电路就会复杂，经过一些调理电路，影响采样的精度。（5）电路控制变成两部分，一个是高频的SP

45、WM调制控制，生成馒头波；一个是低频的倒向控制。幅值控制与相位控制实现了分离解耦，控制起来更简单。（6）有利于实现多机的并联。有功功率与幅值有关，无功功率与相位有关。（7）对于传统的逆变电路由DC/DC、DC/AC组成，正弦信号生成在最后一级完成。对于本文DC/DC生成全波整流的馒头波、DC/AC完成了极性的反转，直流变换级工作在SPWM(输出电压宽)、极性反转逆变桥功率开关电压应力低且为ZVS、输出滤波负担减轻、负载适应能力强。逆变电路作为逆变电源的重要部分也是本文所讨论的重点，以下主电路元件的选择与参数的设计指的是逆变电路部分。84.2.2 主电路的参数设计主电路元器件设计包括功率开关管的

46、选择、滤波电路参数设计。在此我们分别对其进行详细的论述。(1)开关元件的设计功率半导体器件在构成机理、开关特性和功率上不断出新，逆变器的开关频率不断提高。就逆变器容量方面看，功率MOS管用于小功率围，功率晶体管用于中小功率围，而门极可关断晶闸管则用于较大功率围。功率MOSFET具有优良的开关特性、开关时间短、开关损耗低、可以工作在超声频脉冲情况下。它作为一种电压控制多数载流子器件，栅极电路阻抗非常高，因此适用于多管并联运行。因为其驱动电路简单，可以直接从CMOS逻辑驱动，且不加缓冲电路，保护容易，基本上没有二次击穿现象。是首选功率器件之一。IGBT绝缘栅晶体管是一种利用MOS栅极进行开通/关断

47、的双极型晶体管器件，具有MOSFET高输入阻抗和类似于双极型晶体管的低通态压降，并且有像晶体管似的反相电压阻断能力。也是功率器件首选之一。功率双极型晶体管GTR是电流控制的半导体电力电子器件。开关关断时间较长(十几延误时间)，必须加上缓冲电路以保证其工作在安全工作区以，防止出现因局部发热效应导致的二次击穿现象。分立元件构成的驱动电路元件多，电路复杂，稳定性欠佳和使用不便，有大规模集成化基极驱动电路芯片供选择使用。门极可关断晶闸管GTO开通和通态特性类似普通晶闸管，可以用一个负门极电流脉冲关断阳极电流。关断时间与GTR同一数量级，开关性能同门级驱动电路设计关系很大，也需要加缓冲电路和采用适当的快

48、速过流保护措施。MOSFET功率器件一般选用三菱、富士、APT、IR公司的产品，如配套使用IR公司的三相驱动芯片IR2130和IR公司的MOSFET可方便的构成三相逆变器。IGBT可选用三菱、东芝、西门子、富士生产的产品，如富士公司的EXB841和IGBT可容易的构成单相变频器回路。电源额定输出为：电压=ll5V，功率=2KW，考虑到滤波器的损耗以与功率开关的开关损耗，设效率为80，则有：逆变器功率：=2/0.8-2.5(KW)峰值电流值：=/115=1.51.22.5/11555(A)其中：为过载因数，取值1.5，为安全系数，取值1.2。综上，系统直流侧输出电压约为U=180V，考虑电压尖峰

49、影响和留有一定裕量，可以选择400V的MOSFET器件。器件的电流等级则要根据它所通过的最大峰值电流来确定。考虑到系统的过载系数为=1.5，安全系统=1.2，系统在输出功率为2KVA时的MOSFET器件峰值约为55A。考虑到电流纹波以与反并联二极管反向恢复尖峰电流，因此器件的电流等级可取为60A(2)输出滤波器的选择与参数设计输出交流滤波器的作用是滤除逆变桥输出SPWM波的谐波分量，表面看来好象LC滤波参数越大，系统输出波形越好。实际上，滤波时阃常数越大，不仅滤波电路的体积和重量过大，而且滤波电路引起的相位滞后变大，采用闭环波形反馈控制时，整个系统的稳定性越差。相反，滤波参数选得过小，系统中的

50、高频分量得不到很好的抑制，输出电压不能满足波形失真度的要求。因此，选择滤波器参数时，要综合考虑这两方面的因素。输出滤波器设计的基本要求应保证逆变器输出正弦电压的波形失真度满足要求的前提下，尽可能减小体积、重量，尽可能减小无功功率损耗。为了满足以上的几点要求，可以通过以下两个途径设计滤波器的参数。滤波器是一种具有选择性的四端网络，它允许某些频率信号通过，而不允许另一些频率信号通过。允许通过的信号频率围称为通带，不允许通过的信号频率围称为阻带，通带与阻带交界的频率称为截止频率。根据滤波器的阻带与通带的位置，滤波器可分为：低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器。根据滤波器的结构又可分为：r型滤波器、T型

51、滤波器和型滤波器。在逆变电源的输出滤波电路中，通常采用r型低通滤波器，其电路如图4-9所示：，随频率升高而升高；随频率升高而降低。L=1/(C)所对应的频率为截止频率，与L、C的关系如下： (4-1) (4-2) 图4-9 滤波电路假设逆变器输出电压中基波频率f1为400HZ：最低次谐波频率为40KHZ；截止频率为4KHZ。由于，故，w1L对基波信号阻力很小；1/(C)对基波信号分流很小，因此允许基波信号通过。由于，故,L对最低次谐波信号阻力很大；1/C对最低谐波信号分流大，因此滤波器不允许最低次谐波信号通过，更不允许高于最低次谐波次数的信号通过。由（4-1)可以推导出L、C计算公式，现推导如

52、下： (4-3)令特性阻抗则:L=(4-4)因为 =L/C所以 （4-5）将(4-2)带入上式可得由(4-3)可见，只要知道、P的值，便可计算出L、C。(1)特性阻抗P的选择特性阻抗与负载阻抗的关系是=(0.50.8)RL(2)截至频率的选择截止频率与最低次谐波频率的关系是式中b称为滤波器的衰减系数，它是滤波器的谐波输入电压与谐波输出电压的比值对数。由电源的额定输出功率2KW，输出电压为115V，可得由式(4-2)(4-3)可得L约为，C约为7。此外，对于L、C的选择还要考虑到纹波的要求。一般可取电感的脉动电流为输出电流的15，输出电流约为20A，所以取3A。L的计算可由下式求得：其中:E为直

53、流侧的电压180V为输出电压的瞬时值D为输出电压的占空比Ts为开关周期，即1/当D为1/2时，取最大值，可求得L约为370uH综合以上因素，并考虑L、C的体积与其它因素等，最后我们选取L的值是，C为。4.3 驱动、保护、测量电路电力电子器件的驱动是电力电子电路与控制电路之间的接口，是电力电子系统的重要的环节，对整个系统的性能有很大的影响。功率元件的驱动电路必须具备两个功能：一是实现控制电路与被驱动的IGBT栅极或者MOSFET栅极间的电隔离；二是提供合适的栅极驱动脉冲电流。实现电隔离可采用脉冲变压器或光电耦合器等。15本电路采用了光耦隔离技术，然而不是简单的使用光耦，而是使用了光耦隔离的通用驱

54、动集成块TLP250。图4-10中选用的TLP250就是专门用来驱动小功率MOSFET的驱动器，其输出电流在达到0.5A的条件下，开通、关断的边沿时闯也不过200300ns，有较快的反应时间和可靠性。TLP250有较好的隔离和放大作用，在光耦的部就有驱动电路。考虑到驱动电路要隔离，两个光耦采用独立的电路供电，电源采用两个DC/DC模块NR24S15/100A来供电。图4-10 驱动电路对于光耦的驱动电路，导线不宜过长，否则会受干扰。为了改善控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡，减少MOSFET漏极大的电压尖脉冲，需在栅极串联电阻，当增大时，会引起MOSFET的通断时间延长，能耗增加，减小，会使di/

55、dt增大,可能引起MOSFET的误导通或损坏。因此，应根据电流容量和电压额定值与开关频率的不同，来选择合适的R2阻值，通常选取为几欧至几百欧。MOSFET属电压控制器件，当漏源极问加有高压时，易受外界干扰，使栅源电压超过而引起器件导通，尤其在有上下桥臂的变换器或逆变器中，很容易造成同臂短路。为防止这种现象发生，在栅-源极间务必并接一只栅源电阻，如图4-10所示。在驱动信号开路时，将保持低电平，如果太小，会使器件开通时间变大，降低了开关频率。通常=(10005000)R1，并且应将并接在栅源极最近为宜。该驱动电路的、分别为4.7与10检测电路即A/D采样电路包括传感器A/D调理电路和片A/D转换

56、器。输出的电压和电流经过传感器，转换为可测量的电压、进入信号调理电路，得到满足片A/D转换要求的被测信号，送入片A/D转换器。（一）传感器的选用对于输出的电压、电流的检测可以用检测变压器，但考虑到采样频率比较高，控制要时控制，对采样的精度和快速性要求比较高，所以经比较后使用LEM公司的电压、电流传感器模块。而且霍尔传感器的优点十分显著:电气隔离性能好、测量精度高、线性度好，抗外界电磁温度等因素的干扰能力强，响应速度快;体积小,安装方便简单。图4-11所示为霍尔电压传感器的连接电路，采样输出电阻上的电压,采用LEM公司的LV28-P电压霍尔模块。LV28-P需要15V的电源，在这里由CRF06-

57、12D15(D表示)提供正负电源。磁平衡式电流和电压传感器模块测量的输出信号为电流形式，若要获得电压输出形式，则需要在输出端和电源零点之间串联一只测量电阻，取电阻上的电压，即可获得电压输出形式。电阻R2实现此功能。C1为滤波电容。采样电路的参数的确定：对于原边10mA电流，副边电流为25mA；原边电压为200V，在副边得到3V电压，R1=200V/10mA=20,R2=3V/25mA=。采样电压输出的关系：V/V采样=（10mA20K）/(25mA120);V采样=(3/200)VOUT从而基准电压VREF=(V采样/3)1023即程序中给基准电压值。图4-11 检测电路（二）A/D的调理电路

58、LF2407A部A/D转换器的输入信号围为03.3V，因此我们需要将进入DSP的A/D转换器的信号调理为03V。由于本逆变电源主电路的特殊的结构,电压的采样点在双向DC/DC与低频全桥之间,采样的电压波形为正向的馒头波，所以在调理电路中不必采用精密整流电路或提升电压的电路,这两种电路增加了电路复杂程度,降低了精度(对于精密整流电路，还要有极性判断,电路复杂,对电压提升电路降低了精度)。对于本采样电路如下图4-12所示，结构更简单。（三）过压保护电路为了防止输出电压过高而损害负载,必须加过压保护电路,其结构如图4-13所示。过压保护根据要求设置在180V，由于输出过压时对负载影响很大，因此要求过

59、压时逆变器迅速关断。过压保护具体的工作原理为：输出电压经霍尔传感器、调理电路到过压保护电路，逆变器正常工作时,采样电压低于过压基准,比较器输出高电平。出现输出过压时,采样电压高于过压基准,则比较器输出低电压,过压保护立刻动作封锁驱动脉冲。这种保护方式是可恢复性的,当输出电压的有效值低于基准时,系统重新工作。（四）过流保护电路同样,为了防止输出电流过高而损害开关管以与负载，也要加过流保护电路，其基本结构如上图。过流保护设置在1.2倍额定输出电流。过流保护也是可恢复的。为了防止高频信号的干扰，采用了滞环比较器形式。4.4 本章小结本章对逆变电源的主电路结构进行了详细的分析，并重点分析了逆变部分的电

60、路结构与其特点，BUCK直流变换器可以看成是由Buck与Boost电路结合而成，实现了双向功率流，不仅可带阻性负载而且可带一定的容性与感性负载。同时介绍了电源其它电路，包括驱动电路、检测电路，保护电路等，并给出了各电路相关元件的参数的计算和选型。图4-12 采样电路5 改进型重复控制5.1概述逆变电源控制系统的设计大都采用反馈控制技术。反馈控制技术大体上可分为两大类：连续时间控制与离散时间控制。连续时间控制策略是用模拟电路实现的，在实际应用中模拟控制电路结构复杂，因为所使用的器件各自的特性差异致使各电源的参数和特性有所差异，电源的一致性不好。若要实现逆变电源的并联，则对电源的一致性要求更高，而