多电平技术及其在电力牵引中的应用

1、西 南 交 通 大 学电力牵引交流传动及其控制系统报告 多电平技术及其在电力牵引中的应用目录一、多电平变换器41.1 二极管箝位型多电平变换器41.2 级联多电平变换器51.3 飞跃电容型多电平变换器8二、多电平变换器PWM 控制技术92.1多电平载波PWM 技术92.2多电平空间矢量PWM 技术122.3多电平SVPWM和载波PWM的统一13三、多电平技术在电力牵引系统中的应用143.1同相供电系统143.2动车组三电平牵引变流器15四、结论18传统两电平电压源型变换器在电机传动、新能源并网、开关电源等工业生产领域的应用十分广泛。然而在高压大功率领域的应用中，为解决功率开关器件的耐压问题，通

2、常通过工频变压器接入高压电网，笨重的工频变压器大大增加了电力电子变换装置的体积和成本，并限制了系统效率。近年来，多电平变换器以其独特的结构特点，在已在例如高压交流电机传动、电网无功补偿和吸收等多个领域得到了广泛应用受到广泛关注。两电平变换器不适合于高压大功率场合，其主要原因有两个：一是半导体开关承受的关断电压等级受到限制，二是大功率半导体开关的开关频率较低。虽然通过开关的串联方式可以提高变换器的电压等级，通过开关并联方式可以提高变换器的电流等级，但前者需要采取均压措施，后者需要采取均流措施，在实现上需要复杂的辅助电路，而且往往效果并不理想。此外，开关频率低，则谐波特性差，特别是低频谐波增加，使

3、得变换器性能变差，无法满足应用需要。最早是Nabae等人于20世纪80年代初提出多电平变换器的思想。多电平变换器主要采用器件箝位或输出串联等方式将低压的功率开关器件连接在一起， 实现了高电压、大容量。它的一般结构是由几个电平台阶(典型情况是电容电压)合成阶梯波以逼进正弦输出电压。随着电力电子技术、微电子技术、计算机技术和现代控制理论的飞速发展， 多电平变换器在高压大功率领域受到越来越多的关注。多电平变换器相对传统两电平变换器具有如下优点：1）每个功率管承受的电压应力大幅降低；2）在相同开关频率下，输出谐波含量大幅降低；3）功率管开关损耗降低。由于以上优点，多电平变换器在高压大功率场合得到越来越

4、广泛的应用。一、多电平变换器多电平变换器从目前所见到的主电路拓扑结构来看， 最终可归结为3种基本的拓扑结构：二极管箝位型多电平变换器、级联多电平变换器和飞跃电容型多电平变换器。1.1 二极管箝位型多电平变换器如图所示为三相五电平二极管箝位型逆变器结构图。在此电路中四个串联电容将直流侧电压分成五个电平，定义四个电容的中点0为中性点，那么输出电压有五个状态：Vdc/2，Vdc/4，0，-Vdc/4，和-Vdc/2 。每个桥臂有8 个开关器件串联，其中每4个开关器件同时处于导迫或关断状态，从而得到不同开关状态组合及相应的输出电压。对这种类型的m电平三相电路，需直流分压电容(m-l)个串联，每桥臂主开

5、关器件2(m-1)个串联，每桥臂的箝位二极管数量(m-1)(m-2)个，每(m-l)个串联后分别跨接在正负半桥臂对应开关器件之间进行箝位。对于需要四象限可逆运行的负载，只需将两组相同的多电平三相变换器按照“背靠背”方式连接就可实现。二极管箝位多电平变换器的特点如下。优点：电平数越多，输出电压谐波含量越少；器件在基频下工作，开关损耗小，效率高；可控制无功功率流；back -to -back 连接系统控制简单。缺点：需要大量箝位二极管；用单个变换器难以控制有功功率流；存在电容电压不平衡问题。1.2 级联多电平变换器级联型多电平变换器由若干个模块单元串联而成，不仅能够实现大功率的输出，而且与其他形式

6、的多电平变换器相比，其模块化结构易于集成和维护，因此在中高压调速领域、交流柔性输电系统等场合中具有广泛的应用前景。近几年来，级联型多电平变换器的发展非常迅速，其结构形式也越来越多，每个模块的输入直流电压从相同发展到不同，所选用的开关器件类型和得到的输出电平数也由此发生了变化。输出电压的电平数越多，其谐波畸变率越小，但多电平变换器的结构和控制系统会变得更加复杂，因此设计级联型多电平变换器时需要遵循一些构成原则，选择合理的最大输出电平数和相应的电路拓扑。另一方面，在已发表的级联型多电平变换器当中，它们的拓扑结构均是独立的，相互之间没有关联。事实上级联型多电平变换器属于积木式的结构，因此在各种形式的

7、级联型多电平变换器中必定存在一般性的构成方式，而且根据这些构成方式及构成原则可以构造出更多形式的级联型多电平变换器。如果每个模块单元的输出电压为voi，那么单相级联型多电平变换器的输出电压为：voi=i=1Nvoi相应的最大输出电平数为：M=2vdc1i=1Nvdci+1图示给出了三相级联五电平逆变器结构图。由图可见，它由两个单相全桥电路级联而成，每个独立直流电源给一个单相全桥逆变器供电， 不同电平逆变器的交流电压串联起来。很显然，这种电路不再需要前种电路中的大量箝位二极管，但需要多个独立电源。具体来说，对这种类型的m电平三相电路，需要3(m -1)/2个独立电源，6(m-1)个主开关器件，3

8、(m-1)个分压电容。级联式多电平变换器的结构特点如下。优点：电平数超多，输出电压谐波含量越少；器件在基频下开通关断，损耗小，效率高；无需箝位二极管和电容，易于封装；基于低压小容量变换器级联的组成方式，技术成熟、易于模块化；可采用软开关技术，以避免笨重、耗能的阻容吸收电路；不存在电容电压平衡问题。缺点：需多个独立电源。1.3 飞跃电容型多电平变换器图所示是一个三相五电平飞跃电容逆变器主电路结构图。由图可见，与二极管箝位多电平变换器不同，这种电路采用的是飞跨在串联开关器件之间的串联电容进行箝位的。值得一提的是该电路的电压合成更为灵活，即对于相同的输出电压，可以由不同的开关状态组合得到。这种开关组

9、合的可选择性，为这种电路用于有功功率变换提供了可能性，但同时会带来控制上的复杂性和器件开关频率高于基频的问题。对这种类型的m电平三相电路，需开关器件6(m-1)个，直流分压电容3(m-1)个以及箝位电容3(m-l)(m-2)/2 个。飞跨电容多电平变换器的特点如下。优点：电平数越多，输出电压谐波含量越少；器件在基频下开通关断，损耗小，效率高；可控无功和有功功率流，因而可用于高压直流输电；不同的开关组合，可得到电压平衡。缺点：需大量的箝位电容；用于有功功率传输时，控制复杂，开关频率高，开关损耗大；存在电容电压不平衡问题。所以其相对于前两种拓扑应用较少。二、多电平变换器PWM 控制技术多电平脉宽调

10、制（PWM）控制技术是多电平变换器研究的关键核心技术。对于传统两电平变换器的PWM 控制而言，其方案有许多种，当微处理器应用于PWM 技术实现数字化以后，又有新的PWM 技术出现。从追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦，从效率最优，转矩脉动最少，再到消除噪音等。目前，常用的两电平PWM 算法有载波调制法、电压空间矢量调制法、优化目标函数调制法等。这些PWM控制思想也可推广到多电平变换器的控制中。由于多电平变换器的PWM 控制方法是和其拓扑紧密联系的，不同的拓扑有不同的特点，具有不同的性能要求。但归纳起来，多电平变换器PWM 技术主要对两方面的目标进行控制：第一为输出电压的控制，

11、即变换器输出的脉冲序列在伏秒意义上与参考电压波形等效；第二为变换器本身运行状态的控制，包括电容的电压平衡控制、输出谐波控制、所有功率开关的输出功率平衡控制、器件开关损耗控制等。多电平变换器的PWM 控制方法主要有：载波PWM 方法、空间电压矢量(SVM)法和优化PWM方法等。另一方面，载波调制法和空间矢量调制法在一定条件下又具有内在的联系和一致性。2.1多电平载波PWM 技术载波调制PWM控制技术是通过载波和调制波的比较，得到开关脉宽控制信号。多电平变换器载波PWM 控制策略，是两电平载波SPWM 技术在多电平中的直接推广应用。由于多电平变换器需要多个载波，因此在调制生成多电平PWM 波时有两

12、类基本方法：第一类方法，首先多个幅值相同的三角载波叠加，然后与同一个调制波比较，得到多电平PWM 波，即载波层叠法，这类方法可直接用于二极管箝位型多电平结构的控制，对其它类型的多电平结构也可适用；第二类方法，用多个分别移相、幅值相同的三角载波与调制波比较，生成PWM 波分别控制各组功率单元，然后再叠加，形成多电平PWM 波形，称为载波移相法，一般用在级联型结构、电容箝位型结构。同时，多电平载波PWM 方法还需要实现其它的控制目标和性能指标，如电容电压的平衡、优化输出谐波、提高电压利用率，开关管功率平衡等。解决途径主要有以下两方面。第一是在多载波上想办法，即可以改变三角载波之间的相位关系，如各载

13、波同相位、交替反相、正负反相、以及载波移相。第二是在调制波上加入相应的零序分量。第三是对于某些特殊的结构，如级联型结构、电容箝位型结构、以及层叠式多单元结构，这些结构当桥臂上输出相同的电压时，可以有多个不同的开关状态组合对应，不同的开关状态组合对上述一些性能指标的影响是不同的，选择适当的开关状态组合就可以实现上述目标。在载波层叠法中，根据三角载波之间相位关系的排列不同，可以有三种载波层叠PWM 方式：（1）同相层叠方式，即所有载波以相同的相位上下排列叠加；（2）正负反相层叠式，这种方法是使零值以上的载波相位和零值以下的载波相位相反；（3）交替反向层叠式，这种方式是指所有相邻载波的相位都相反。载

14、波移相法和交替反相层叠的方式非常类似，图(a)，（b），（c），（d）所示为四种调制方式的五电平载波PWM 示意图。这四种载波PWM方法在输出谐波方面有所不同。利用双边傅立叶分析，可以得出这四种载波方法的各次谐波的值，从而得出他们在谐波消除方面的优劣。这里给出结论：（1）载波同相层叠方式（PD）的谐波性能最好，尤其是线电压谐波性能。交替反向层叠式（APOD）次之，正负反相层叠式（POD）效果最差。（2）APOD 和PS 有相同的谐波性能，前提是在一个基波周期内总的开关次数相同。（3）在PS 方式下，通过不连续的控制波与移相载波的比较，可以得到类似PD 方式的谐波性能。虽然通过一定的方式将控制波

15、分解，使得PS方式下获得类似于PD 方式的谐波消除效果，但这显然失去了PS 方式的模块化的优点。载波移相（PS）方式已经成为H 桥多电平电路的标准PWM控制方法，与其它的PWM 控制方法相比，有以下的优点：（1）在任何的调制比下（任何频率下）保证相同的输出电压和开关频率。而其它的载波方式在调制比降低时，会出现部分单元桥没有PWM 电压输出，造成输出电压的开关频率下降，使得输出电压的谐波含量增加。（2）单元桥之间没有输出功率不平衡的问题。因为在PS 方式下，各级之间的输出电压的PWM波形基本一致。而其他方式则会出现不一致，使得不同级层的单元桥的功率不同。（3）与主电路的模块化结构相一致，PS 载

16、波比较PWM方式中针对各个单元的载波和调制波也呈现模块化的结构。（4）对于同样的载波频率，PS 方式的输出电压的频率是载波频率的N 倍（N 为串联单元数，当载波移相等于2/N）。对于无中线的三相对称系统，在三相电压中加入三的倍数次谐波时，不会影响负载电压波形。基于此，在正弦调制波中加入不同的零序分量可以实现载波调制的优化控制。优化目标主要包括考虑中点电压平衡的优化、以提高电压利用率为目标的优化、降低开关损耗的优化等。以二极管箝位型结构、电容箝位型结构、以及层叠式多单元结构为例，由于开关特性的非理想性、负载波动以及电容参数的偏差，某一时刻逆变器输出的电流大小和方向会影响与之相关的电容电压的大小，

17、因此需考虑箝位电容电压平衡的控制问题。这样，在三相正弦调制波中叠加零序分量，不影响输出的线电压大小，且可以控制相应电容的充放电状态，实现电容电压的平衡控制。在两电平PWM 当中，还有特定谐波优化PWM、电流滞环PWM 等基于另外一种思路的优化PWM 方法。对于多电平变换器，也可以采用优化PWM 技术，如特定谐波消去PWM 方法、多级电流滞环的方法，这其中以特定谐波消去法较常用。多电平特定谐波消去法（SHEPWM）是以优化输出谐波为目标的优化PWM 方法，和两电平特定谐波消去法类似，它也是通过在预先确定的时刻实现特定开关的切换，从而产生预期的最优SPWM控制，以消除选定的低频次谐波。是一种基于傅

18、立叶级数分解、计算得到开关时刻的PWM 方法。为了消除偶次谐波，同时考虑消除谐波中的余弦项以简化计算，一般采用1/4 周期对称波形，当选择几个特定的开关切换角时，就可以得到一个输出波周期的PWM 脉冲序列。然后通过离线的数值解法计算得到各个频率的开关切换时间，最终通过查询表格的方法来数字实现。2.2多电平空间矢量PWM 技术空间电压矢量（SVPWM）法和载波调制等方法不同，它是从电动机的角度出发的，以三相对称正弦电压供电时交流电动机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们比较的结果决定逆变器的开关，形成PWM 波形。由于它把逆变器和电机看成一个整体来处理

19、，便于微机实时控制，并具有转矩脉动小，噪音低，电压利用高的优点，因此目前无论在开环控制系统还是闭环控制系统中均得到广泛应用。多电平变换器的输出三相电压中包含非零序分量和零序分量。通常情况下零序分量对负载的运行性能没有影响，但是输出的零序分量不同时，逆变器输出的开关状态也不同，从而影响了多电平电路的运行状态和优化性能。针对上述特点，可以将多电平变换器的PWM控制从目标上分为两个部分，一是输出电压的非零序分量控制，其目的是使输出的PWM 脉冲在伏秒平均意义上和给定的参考电压一致。另一个则是对零序分量的控制，用来实现逆变器本身的运行状态控制，以及其它性能指标的优化控制。输出电压的控制是对PWM 算法

20、的基本要求，也是多电平变换器和两电平变换器的相同之处。相比之下，零序电压的控制具体情况多种多样，并且在两电平PWM 控制中并无广泛使用，因此是一个相对较新的概念。2.3多电平SVPWM和载波PWM的统一对多电平载波PWM方法和空间矢量PWM方法的研究可以看出，这两类方法的思路和出发点不同，但最终都能实现很好的控制效果。由于这两种方法都是基于一个采样周期内的电压积分等效的思路，其控制本质是相同的。经过分析可以看到，二者可以得到严格的统一，而统一的桥梁正是零序电压。空间矢量方法的PWM波形也可以通过载波调制的方法得到，其对应的调制波有特定的数学形式，其调制波的形式主要取决于空间矢量PWM的零序电压

21、分量。两电平PWM的空间矢量方法向载波调制方法的统一，已经为很多文献所提及， 并得到了具体的证明。对于载波PWM方法，其调制波为三相正弦波， 当叠加适当的三相零序电压分量，就可以得到等效的空间矢量PWM输出。借鉴两电平的结论，三电平空间矢量PWM也可以统一到载波调制方法当中。但是将三电平载波调制和空间矢间PWM联系在一起的零序电压与两电平里的结论不尽相同。采用60°坐标变换方法，载波比较采用PD方式，可以得到三电平空间矢量和载波调制PWM之间的一般性的数学描述。多电平空间矢量PWM的载波调制形式，主要取决于其对应的零序电压分量。因此可以由空间矢量方法中零序电压的一般表达式来得到调制波

22、的形式，如前文线电压变换的多电平SVPWM思路。进一步就可以得到对任意电平数都有效的空间矢量PWM的一般性载波调制形式。三、多电平技术在电力牵引系统中的应用多电平变换器具有输出波形THD值小、器件电压应力低和系统EMI低等优点而受到人们的青睐。其应用领域也是从最初的DC-AC变换，如大功率电力机车电动机驱动；拓展到AC-DC变换，如电力系统无功补偿、有源滤波；AC-DC-AC变换，如电力系统统一潮流控制器；再到DC-DC变换，如多电平PFC、高压大功率直流变换等。柔性交流输电、高压直流输电和高压大型电动机的变频调速是目前多电平变换器应用的主要领域。此外多电平变换器在UPS、新能源等领域也有所应

23、用。3.1同相供电系统传统牵引供电系统存在着以负序、无功和谐波为主的电能质量问题以及机车过电分相问题，极大地限制了其在高速、重载铁路方面的发展。为了解决这些技术难题，提出了基于综合潮流控制器的同相供电系统方案。与传统牵引供电系统相比，同相供电可取消过分相装置；补偿负载无功和谐波，提高电能质量；补偿两臂有功电流差，解决不平衡问题；平衡牵引变两臂负荷，有效提高运能。在此基础上分别提出了各种接线形式下的基于综合潮流控制器的同相供电方案，但其中潮流控制器普遍釆用两电平电压源变换器，根本无法满足实际牵引负荷高电压、大容量的需求。为了适应高压大容量牵引供电要求，降低开关器件应力，降低器件开关频率，减小器件

24、开关损耗和输出电压值，该潮流控制器基于二极管箝位五电平结构。五电平PFC结构如图所示，它由“背靠背”的二极管箝位五电平结构四象限电压源型变流器组成，其中两端口变流器通过四个直流电容耦合在一起。针对五电平PFC传递有功时造成的直流侧电容不平衡问题，采用了基于单级电容的辅助稳压电路，如下图所示。这里需要注意的是：同相模式下是单臂供电，假设相为供电臂；异相模式时为正常供电方式下的双臂供电，即、两臂同时为机车供电。与传统两电平变流器相比，二极管箱位五电平变流器主要有以下几个主要优点：（1）每一个功率器件所承受的关断电压仅为直流侧电压的四分之一。这样在相同的情况下，直流电压可以提高4倍，容量也可以提高4

25、倍；（2）在同样的开关频率及控制方式下，五电平变流器输出电压或电流的谐波大大小于两电平变流器，因此它的总谐波失真THD也要远小于两电平变流器；（3）由于变流器输出电压有9个电平，所以输出电压更接近正弦，谐波含量更小，可以降低开关器件频率，减小开关损耗。3.2动车组三电平牵引变流器交流传动是我国铁道牵引动力发展的一个重要方向， 交一直一交变流器包括四象限整流器环节、中间直流环节和三相逆变器环节。交一直一交型动车组系统的原理是:先将从接触网获得的单相交流高电压经变压器降压后，再经整流器变换为平稳的直流电压，直流电压经逆变器变换为三相交流电压，供给机车轮对上的牵引电机。脉冲整流器作为动车组的电源侧变

26、流器，是整个交流异步电机牵引传动系统的重要组成部分。它的结构形式及控制方式，对于提高电网功率因数、降低电网电流谐波含量、稳定中间直流回路电压以及保证电机侧电压型逆变器的正常工作有着决定性的影响。PWM整流器在几乎不增加任何硬件的情况下就可获得高功率因数，低谐波污染以及能量的双向流动。而在需要再生制动的交流电动机调速装置中，可以采用电压型双PWM变频电路。电压型PWM逆变电路在变频调速中己经获得了非常广泛的应用，这种电路的直流电源通常是由带电容滤波的二极管整流电路获得的。把二极管整流电路用整流电路取代，就构成双PWM变频电路。与采用二极管整流电路的变频电路相比，双变频电路有以下突出的优点：（1）可以方便地实现再生制动，实现牵引工况、再生制动工况之间的快速平滑转换，满足机车牵引和制动要求。这样既节省了用来吸收回馈能量的笨重电阻负载，又能把能量回馈到电网，提高了能量利用率；（2）当整流电路运行在整流状