PWM直流脉宽调速系统设计论文

1、-. z摘 要以电力电子学和电机调速技术为根底，本文设计了一种基于直流脉宽调速控制技术的直流电机调速系统。为了得到较好的动静态性能，该控制系统采用了双闭环控制，同时速度调节器和电流调节器都选用PI调节器。本调速系统采用半桥型电路作为主电路,它相当于降压斩波电路和升压斩波电路的串联组合,选用全控型器件 IGBT 作开关器件。控制电路以集成 PWM 控制器 SG3525 为核心,3525 输出的脉宽调制信号经 LM1413 放大后作为 IGBT 的驱动信号。实验证明本调试系统直流电压大小调节和电机可逆运行的实现非常方便，并具有较硬的静特性和机械特性。 关键词关键词: : 升/降压斩波电路；SG35

2、25；直流脉宽调速目录目录摘要摘要 IIIIIIABSTRACTIVABSTRACTIV第第 1 1 章章引言1 11.1 直流拖动系统 112 调速系统的性能指标 11.3 课题来源 21.4 文献综述 31.5直流电机参数5第第 2 2 章章 PWMPWM 直流调速系统总体介绍与主电路原理直流调速系统总体介绍与主电路原理 6 62.1 电路组成及系统分析 62.2 主电路工作原理 62.3 主电路的组成 8第第 3 3 章章 PWMPWM 控制电路控制电路 101031 PWM 根本原理 1032 PWM 的理论根底 1133 PWM 实现方法 1234 直流电机的 PWM 控制技术 13

3、第第 4 4 章转速调节器和电流调节器的设计章转速调节器和电流调节器的设计 1818PWM 直流脉宽调速系统的设计24.1 PID 调节器的根本原理 184.2 速度调节器 ASR194.3 电流调节器 ACR204.4 触发输入及保护装置CSR214.5 PWM 波形发生器 244.6 电流检测 244.7 给定单元 24致致 2525参考文献参考文献 2626第第1 1章引言章引言在现代科学技术革命过程中，电气自动化在 20 世纪的后四十年曾进展了两次重大的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组，以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主要是

4、把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。在前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一次技术更新是设计思想和理论概念上的一个飞跃和质变，电气系统的构造和性能亦随之改观。在整个电气自动化系统中，电力拖动及调速系统是其中的核心局部。现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、电力晶体管或其他电力电子器件以及集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都可以用低阶近似。而以运算放大器为核心的有源校正网络调节器，和由 R、C 等元件构成的无源校正网络相比,又可以实现更为准确的比例、微分、积分控制规律,于是就有可能将各种各样的控制系统简化

5、和近似成少数典型的低阶系统构造。如果事先对这些典型系统作比拟深入的研究,把它们的开环对数频率特性当作预期的特性,弄清楚它们的参数和系统性能指标的关系,写成简单的公式或制成简明的图表,则在设计实际系统时,只要能把它校正或简化成典型系统的形式,就可以利用现成的公式和图表来进展参数计算,这样,就建立了工程设计方法的可能性。1.11.1 直流拖动系统直流拖动系统直流电动机转速和其他参量之间的稳态关系可表示为式中 n转速r/min；U电枢电压 V；I电枢电流 A；R电枢回路总电阻；励磁磁通wb；Ke由电机构造决定的电动势常数。由上式可以看出，调节电动机的转速有三种方法：1调节电枢供电电压 U:即保持 R

6、 和 不变，通过调节 U 来调节 n，是一种大围无级调速方式。2减弱励磁磁通:即保持 和 U 不变，通过减少 来升高 n，是一种小围无级调速方式。-. z3改变电枢回路电阻 R:即保持 U 和 不变，通过调节 R 来调节 n，是一种大围有级调速方式。对于要求在一定围无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电阻只能实现有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速围不大。1.21.2 调速系统的性能指标调速系统的性能指标1.稳态性能指标 1)调速围 生产机械要求电动机提供的最高转速和最低转速之比叫调速围，用字母 D 表示 ，即其中和 一般都指电动机额定负载时的转速，对于少数负载很

7、轻的机械，例如精细磨床，也可用实际负载时的转速。在直流电机调压调速系统中，常以电动机的额定转速为最高转速 。 2)静差率 当系统在*一转速下运行时负载由理想空载增加到额定值所对应的转速降落n，与理想空载转速 n 之比，称作静差率，即显然，静差率是用来衡量调速系统在负载变化下的稳定度的。它和机械特性的硬度有关，特性越硬，静差率越小，转速的稳定度就越高。然而，静差率和机械特性硬度又是有区别的。静差率不仅与转速降落有关，还与理想空载转速的大小有关 。2.动态性能指标 调速系统的动态性能指标包括跟随性能指标和抗扰性能指标两类。 1) 跟随性能指标 在给定信号(或称参考输人信号)R (t)的作用下，系统

8、输出量 C(t)的变化可用跟随性能指标来描述通常使用阶跃响应性能指标，即以输出量的初始值为零，给定信号阶跃变化下的过渡过程为典型的跟随过程。一般希望在阶跃响应中输出量 C(t)与其稳态值 的偏差越小越好，到达 C 的时间越快越好。具体的指标有以下几项:(1)上升时间 在典型的阶跃响应跟随过程中，输出量从零起第一次上升到稳态值 C 所经过的时间称为上升时间。它表示动态响应的快速性。 (2)超调量 在典型的阶跃响应跟随过程中，输出量超出稳态值的最大偏离量与稳态值之比，用百分数表示，叫做超调量 :超调量反映系统的相对稳定性。超调量越小，则相对稳定性越好，即动态响应比拟平稳。(3)调节时间 t, 调节

9、时间又称过渡过程时间，它衡量系统整个调节过程的快慢。定义为从加输人量的时刻起，到输出量进人其稳态值的误差带(一般取 5%或 2%)，响应曲线到达且不再超出该误差带所需的最短时间。2) 抗扰性能指标 稳定的调速系统在运行中，如果受到扰动，经历一段动态过程后，能到达新的稳态，除了稳态误差以外，在动态过程中输出量变化有多少在多长的时间能恢复稳定运行这些问题标志着调速系统的抗扰能力。一般以系统稳定运行中突加一个使输出量降低的负扰动 N 以后的过渡过程作为典型的抗扰过程。1.31.3 课题来源课题来源目前，直流调速技术的研究和应用已到达比拟成熟的地步，尤其是随着全数字直流调速的出现，更提高了直流调速系统

10、的精度及可靠性。目前国各大专院校，科研单位和厂家也PWM 直流脉宽调速系统的设计4都在开发直流调速装置，但大多数调速技术都是结合工业生产中，而在民用中应用相对较少，所以应用已有的成熟技术开发性能价格比高，具有自主知识产权的直流调速单元，将有广阔的应用前景。直流斩波电路原理实验和直流电机的 PWM 调速实验都是电力电子技术课程要求必须开设的实验。本课题是应生产教仪的厂家的需要,研制开发出一套控制平滑、稳定、经济、实用、简便、可靠性高、操作方便的直流调速控制挂箱以供大中专院校实验教学之用,利用该挂箱设备可以进展的实验工程有: 降压斩波电路实验升压斩波电路实验可逆直流 PWM 调速实验，实现了斩波实

11、验电路与可逆 PWM 调速实验电路的兼容。1.41.4 文献综述文献综述1.4.11.4.1 PWMPWM 直流调速系统研究直流调速系统研究直流电动机因其可以方便地通过改变电枢电压和励磁电流实现宽围的调速而得到广泛的应用调节电枢串联电阻来改变电枢上的电压，是最经典的直流电机调速方法，有相当局部的电能消耗在所串联电阻上，很不经济。80 年代，以晶闸管为功率开关器件的斩波调速器以其无级、高效、节能而得到大力推广但晶闸管斩波调速器缺乏之处是晶闸管一旦被触发，其关断必须依赖换流电容和换流电感振荡产生反压来实现换流电容和电感增加了装置的本钱，也增加了换流损耗；电源电压下降还会导致换流失败，使系统的可靠性

12、降低；此外，由于晶闸管的开、关时间比拟长，加上存在换流环节，使得斩波器的工作频率不能太高(一般在 300Hz 以下)，电机上的力矩脉动和电流脉动比拟严重。因此直流斩波调速呼唤快速自关断器件。于是 90 年代出现了以 IGBT 为代表，具有自关断能力并可在高速下工作的功率器件作为开关元件的 PWM 直流调速系统成为更为先进的直流调速方案2。随着电力电子技术的开展和新型电力电子器件的不断涌现，直流 PWM 驱动技术近年来开展更加迅速，由其构成的调速系统也已成为现代调速系统的佼佼者，受到越来越多电气控制技术人员的重视。传统的 PWM 直流传动系统常采用的主功率元件一般为功率晶体管(GTR)，随着驱动

13、对象的日益复杂和系统性能及可靠性的逐步提高，采用场控器件- - 绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的逐渐增多，这里就是采用 IGBT 作为主电路的控制元件。1.4.21.4.2 PWMPWM 直流调速系统设计理论分析直流调速系统设计理论分析基于 80Cl96KC 控制的双闭环直流调速系统电路。主要由电机转速、电流检测电路；转速、电流双闭环单片机 PI 数字调节器；功率调节电路；直流电机；保护电路等组成，系统硬件主要由 80C196KC 单片机、外部存储器、驱动芯片 TC787、光电编码器、8279 键盘显示电路等构成。实现显示、命令输入、循环检测、过压过流保护及软件 PI 调节功能。80C196K

14、C 单片机是 INTEL 公司新一代高性能、低功耗 l6 位单片机，具有丰富的软硬件资源和较强的抗干扰能力，它是 MCS96 系列的芯片中第三类产品，含 AD 转换。具有四个高速输入口和六个高输出口。具有以下显著特点：算术逻辑单元采用存放器一存放器构造，消除了一般 CPU 中存在的累加器瓶颈效应，提高了操作速度和数据吞吐能力；采用垂直窗口技术，大大加速了程序运行速度和精简了程序构造。在中断效劳程序或子程序中，其优点尤其显得突出。增添了新的 256 字节存放器，使得每个效劳程序都可能拥有自已的存放器组，而在效劳程序的人口和出口处，可以用简单的垂直窗口切换代替常用的人栈和出栈指令。具有外设事务效劳

15、器，能有效地处理中断事务。外设事务效劳器 PTS(Peripheral TransactionServe)对中断能提供一种类似直接存储器 DMA(Direct Memory Access)的响应，CPU 的开销比一般的中断响应少得多。本系统中，对转速的测量、AD 转换、闭环运算和发触发脉冲，都对实时性要求很高，鉴于以上特点，80C196KC 能够满足系统的要求，并极提高了系统的运行可靠性及控制策略的灵活性，同时也将提高系统的控制精度。-. z 双闭环直流调速系统引入80C196KC单片机控制后，整个系统硬件构造简单、运算速度快、逻辑判断能力强，静动态特性良好，抗负载及电网电压扰动能力强，稳速精

16、度高，节省了设备的投资、提高了设备的利用率，在自动控制系统的实验与科研以及工业电力拖动装置的改造等方面具有较好的应用价值13。基于模拟电路仿真的双闭环直流调速系统课程设计。介绍了一种基于模拟电路仿真实验平台实现双闭环直流调速系统课程设计的方法，该方法利用计算机完成实验数据的采集、存储和计算处理，根据实验结果可以准确直观地分析转速一电流双闭环调速系统的起动过程及动态抗扰性能，可方便地设计各种不同的调节器参数及控制策略并分析其对系统性能的影响，取得了很好的教学效果。该方法亦可用于对其他类型自控系统的分析设计。利用模拟电路仿真实验平台实现双闭环直流调速系统课程设计，生动直观地再现了调速系统的起动过程

17、及抗扰过程，说明了调节器的有关设计问题，将抽象的理论问题变得直观易懂，取得了较好的教学效果，该方法同样适用于学生学习设计其他各种自动控制系统。 基于MATLAB的双闭环可逆直流调速系统的仿真研究。对双闭环无环流可逆直流调速系统进展了计算机仿真研究。双闭环可逆直流调速系统是一个复杂的自动控制系统，在设计和调试过程中有大量的参数需要计算和调整。运用传统的设计方法工作量大，系统调试困难。随着计算机技术的开展，在软件和硬件方面提供了良好的设计平台。该文运用MATLAB软件建立了调速系统的仿真模型。在建立系统计算机仿真模型时，由于系统复杂，首先利用MATLAB的子系统模块将主电路和触发电路封装成一个子系

18、统；然后将子系统与其他模块一起组成整个调速系统的仿真模型。利用SLMULINK中仿真功能对系统进展了仿真，仿真的结果证明了该方法的可行性、合理性。利用仿真技术可以很大程度地减少双闭环可逆直流调速系统设计和调试强度。 此外还有由单片微机控制的IGBT-PWM直流调速系统11。单片微机由于体积小，重量轻，功能全，价格廉价，在电气传动实时控制系统中越来越受到重视和普遍应用。利用单片微机逻辑功能强和软件灵活的优点，不仅可使很多控制硬件软件化，且便于参数的设定和调整，同时可以对系统工作中的各种信息数据作诊断，检洲并及时处理，加强实时维护和提高控制系统的可靠性。由单片微机控制的IGBT-PWM调速系统是一

19、种新型的控制系统，由于IGBT是一种高频垒控型器件，可方便地控制其通断，因此由它组成的控制系统除构造简单外，更具有开关频率高、主回路脉动成分系统采用单闭环构造，省去了电流环，而电流环的作用则由反电势跟踪控制来取代。使系统在动态过程中输出最大电流，以加快过渡过程。由于用单片微机实现了全数字控制。它不仅简化了系统的构造，而且使系统具有良好的动静态特性。由于调速系统采用了徽机控制，使系统构造得以简化，且系统参数可调，使系统得动静态特性得以优化。 如何设计好如何设计好 PWMPWM 直流调速系统直流调速系统 在转速的比例控制系统中，提高放大器的电压放大倍数，只能减小静差，而不能消除静差。要想消除静差，

20、就必须在放大器中增加一个积分环节，使放大器变成比例积分(PI)控制器。PI 反应网络是由一些电阻和电容组成的线性网络。其中有一个可变电阻器和一个可变电容器。可变电阻器用于 PI 控制器的比例度值的调节。可变电容器用于 P1 控制器的积分时间的调节。在转速的 PI 控制系统中，只要有静差的存在，积分环节就要工作，一直到静差为 0 时，积分环节才停顿工作。积分环节能完全消除静差。 在生产实际中会出现这样的现象：虽然转速的偏差的绝对值不大，但是它的变化速度却很快。PI 控制对于这样的偏差(动偏差)的控制力度很小。因此，这个快速变化的偏差很快就会造成很大的偏差。等到大的偏差出现后，再来实施控制，已经为

21、时过晚，这样必定会使控制精度大幅度地下降。为了及时消除这种快速变化的转速偏差，必须在 PI 控制器中再引进一个微分(D)环节使 PI 控制器变成 PID 控制器。具体的作法是：在 PI 控制器的反应网络PWM 直流脉宽调速系统的设计6中再增加一个微分环节就可以了。在微分环节中设置一个可变电容器，用来调节微分时间值。将 PI 控制系统中的 PI 控制器换成 PID 控制器，就成了转速的 PID 控制系统。当绝对值很小而变化速度很快的转速偏差出现后，PID 控制器中的微分环节就会输出一个很大的控制电压，来提前对转速作相应的大幅度的调整，这样就防止了今后大的速度偏差的出现，使控制精度大幅度地提高。对

22、于 PID 控制器，可以用工程整定的方法确定出一组最正确的比例度、积分时间和微分时间的值，使转速控制到达最正确的效果这时，转速的最大超调量最小，调节时间最短。或者说，此时控制精度最高，控制速度最快1.51.5 直流电机参数直流电机参数 直流并励电动机 型号：ZYDJ04 功率：PN=150W 电枢电压：UN=220V 电枢电流：IN=1.06A 测速发电机： 48V/2400r/min第第 2 2 章章 PWMPWM 直流调速系统直流调速系统总体介绍与主电路原理总体介绍与主电路原理2.12.1 电路组成及系统分析电路组成及系统分析直流脉宽调速电路原理图如图 2.1 所示,其中直流斩波电路可看成

23、降压型变换器和升压型变换器的串联组合,采用 IGBT(800V/5A)作为自关断器件,二极管2ZCP12续流，利用集成脉宽调制控制器 SG3525 产生的脉宽调制信号作为驱动信号,由两个 IGBT 及其反并联的续流二极管组成。IGBT 为 GT25Q10 。直流并励电动机型号 ZYDJ04 。图中 PN =150W;UN=220V;IN=1.06A 。2.22.2 主电路工作原理主电路工作原理三相 127V 交流电经桥式整流电路,所选用二极管型号为 2CP12 滤波电路变成直流电压加在 P、N 两点间，直流斩波电路上端接 P 点，下端接 N 点，中点公共端 如图 2.1 所示。假设使端与电机电

24、枢绕组 A 端相接,B 端接 N,可使电机正转。假设 T2 截止，T1 周期性地通断，在 T1 导通的 Ton 时间，形成电流回路 P-T1- A-B-N，此时 VAB0,IAB0;在 T1 截止时由于电感电流不能突变,电流 IAB经 D2 续流形成回路为 A-B-D2-A,仍有 VAB0,IAB0，电机工作在正转电动状态第一象限 ，T1,D2 构成一个 Buck 变换器。假设 T1 截止,T2 周期性地通断,在 T2 导通的 Ton 时间，形成流回路 A-T2-B-A;在 T2 截止时,由于电感电流不能突变,电流 IAB经 D1 续流形成回路为 A-D1-P-N-B-A,此时 VAB0,IA

25、B0,电机工作在正转制动状态第二象限,T2，D1 构成一个 Boost 变换器。只要改变 T1,T2 导通时间 Ton 的大小即改变给 T1,T2 所加门极驱动动信号脉冲的宽度即可改变 VAB和 IAB的大小调控直流电动机的转速和转矩。假设使端与电机电枢绕组 A 端相接，B 端接 N,可使电机工作在正转电动或制动状态,象限 ，假设使 端与 B 相接而 A 端接 N,可使电机工作在反转电动或制动状态，象限 。 正转或反转状态电机电枢绕组的连接通过状态开关进展切换 。这样仅用两个开关器件就可实现电机的四象限运行。电机的转速经测速发电机以及 FBS(转速变换器输出到 ASR(转速调节器)，作为 AS

26、R 的输入并和给定电压比拟，组成系统的外环,ASR 的输出作为 ACR(电流调节器)的输入并和主电路电流反应信号进展比拟作为系统的环。由于电流调节器的输出接到 SG3525 的第 2 脚,R2为限流电阻，所以要求电流调节器再通过一个反号器的输出电压的极性必须为正，转速调节器的输出作为电流调节器的给定则又要求其输出电压信号为正, 最后转速调节器的给定选择了负极性的可调电压,如图 2.1 所示。ASR 和 ACR 均采用 PI 调节器，利用电流负反应与速度调节器输出限幅环节的作用,使系统能够快速起制动,突加负载动态速降小,具有较好的加速特性。-. z 图 2.1 电路总图123456ABCD654

27、321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:25-Jun-2007Sheet of File:C:Documents and SettingshpMy Documents200759.ddbDrawn By:ABCOMNBA2KST10KR26.8KR3230R410KR710KR80.01UC1100UC250R610UC410UC521VCC+15V100/3W63/3WR9VCC+15V100/3WVCC+15V5050750750+VCC+15VPCOMNNCOM+15V-15V200SB300V SG352512.99KHZ 880mV-3.36V 1 1

28、54uS 6.494KHZ 2 155uS 6.452KHZ 13uS MB1MB2LM1413 +15V -15V-+LT+-+LM141312345678910111213141516LM141312345678910111216151413SG352535254.7U0.1UIGBT1IGBT2+10kCSRR?RES2R?RES2TGRC1G1E1G2C2E2116ABPWM 直流脉宽调速系统的设计82.32.3 主电路的组成主电路的组成本实验电路中主电路局部由直流电源、两个 IGBT 管组成，可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合，下面结合 H 型桥式可逆直流 PWM 调速电路图

29、来对降压、升压斩波电路进展介绍。降压斩波电路与电机的电动状态图 2.2 中如果始终保持 T4 导通、T3 关断则如图 2.3 所示 ，并使 T2 截止、T1 周期性地通断，在 T1 导通的 Ton 时间，vAB=vPN0,iAB0; 在 T1 截止的 Toff 时间，由于电感电流不能突变，iAB经 D2 续流，vAB=0，A、B 两端电压的平均值 VAB=Ton VPN/(Ton+Toff)=VPN,为占空比。可见在图 2.3 中当 T2 截止时由 T1、D2 构成了一个降压斩波电路，iAB0，vAB0，电机工作在正向电动状态。2.3.2 升压斩波电路与电机的制动状态图 2.3 中假设 T1

30、截止、T2 周期性地通断，在T2 导通的 Ton 时间，vAB= 0, iAB0;在 T2 截止的Toff 时间，由于电感电流不能突变，电流 iAB经 D1续流，vAB=vPN，A、B 两端电压的平均值 VAB= ToffVPN/(Ton+Toff)=1VPN,可见当 T1 截止时由 T2、D1 构成了一个升压斩波电路，vAB0, iAB0，电机工作在正向制动状态，将电能回送给直流电源。半桥电路与电机的电动和制动运行状态由上述分析可知，在图 2.3 所示的半桥电路中，假设 T2 截止、T1 通断转换时由 T1、D2构成了降压斩波电路，电机工作在正向电动状态；假设 T1 截止、T2 通断转换时由

31、 T2、D1构成了升压斩波电路，电机工作在正向制动状态。在图 2.2 中如果始终让 T2 导通、T1 断开则类似地，当 T4 截止时，由 T3、D4 构成了降压斩波电路，电机工作在反向电动状态；当 T3 截止时，由 T4、D3 构成了升压斩波电路，电机工作在反向制动状态。电机可逆运行的实现由以上对可逆 H 桥电路的分析可知，电机的正反转是通过两个半桥电路即两套升/降压斩波电路交替工作来实现的， 正转时由 T1、T2 组成的半桥电路工作，反转时由 T3、T4 组成的半桥电路工作 。因此设计出一种半桥型可逆 PWM 调速电路，即用一套升/降压斩波电路通过一个转换开关的切换既可用于电机的正转也可用于

32、电机的反转,它与 H 桥电路相比节省了两个开关器件，而且大大简化了电路，状态开关的连接如图 2.4 所示，当 A 接,B 接 N 时，电机正转工作在、象限 ，当 A 接 N，B 接时，电机反转工作在、象限 。D1D2D4D3PT1NT2AT3T4BM图 2.2 H 型桥式变换电路图 2.3 半桥变换电路-. z第第 3 3 章章 PWMPWM 控制电路控制电路PWMPulse Width Modulation控制脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进展调制，来等效地获得所需要波形含形状和幅值。 PWM 控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大局部是 PWM 型，PWM 控制技术正是

33、有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。 3.13.1 PWMPWM 根本原理根本原理PWM 是通过控制固定电压的直流电源开关频率，从而改变负载两端的电压，进而到达控制要求的一种电压调整方法。PWM 可以应用在许多方面，如电机调速、温度控制、压力控制等。在 PWM 驱动控制的调整系统中，按一个固定的频率来接通和断开电源，并根据需要改变一个周期接通和断开时间的长短。通过改变直流电机电枢上电压的占空比来改变平均电压的大小，从而控制电动机的转速。因此，PWM 又被称为开关驱动装置。如图 3.1 所示，在脉冲作用下，当电机通电时，速度增加；电机断电时，速度逐渐减少。只要按一定规

34、律，改变通、断电的时间，即可让电机转速得到控制。设电机始终接通电源时，电机转速最大为 Vma*，设占空比为 D=t1/T，则电机的平均速度为式中Vd电机的平均速度Vma*电机全通电时的速度最大D=t1/T占空比由公式2可见，当我们改变占空比 D=t1/T 时，就可以得到不同的电机平均速度 Vd，从而到达调速的目的。严格地讲，平均速度 Vd 与占空比 D 并不是严格的线性关系，在一般的应用中，可以将其近似地看成线性关系。图 3.1 电枢电压占空比与平均电压关系图 Vd=Vma* D3 3.2.2 PWMPWM 的理论根底的理论根底冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果根本一样。

35、冲量指窄脉冲的面积。效果根本一样，是指环节的输出响应波形根本一样。低频段非常接近，仅在高频段略有差异。 图 2.4 转换开关连接图 PWM 直流脉宽调速系统的设计10 图 3.2形状不同而冲量一样的各种窄脉冲 面积等效原理： 分别将如图 3.1 所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节R-L 电路上，如图 3.2a 所示。其输出电流 i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图 3.2b 所示。从波形可以看出，在 i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全一样。脉冲越窄，各 i(t)响应波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应 i(t)也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，

36、各 i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。 图 3.3 冲量一样的各种窄脉冲的响应波形 用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波 N 等分，看成 N 个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积冲量相等，宽度按正弦规律变化。 SPWM 波形脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM 波形。 图 3.4 用 PWM 波代替正弦半波 要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。 PWM 电流波： 电流型逆变电路进展 PWM 控制，得到的就是 PWM 电流波。 PWM 波形可等效的各种波形： 直流斩波电路：等效直流波

37、形 SPWM 波：等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其根本原理和 SPWM 控制一样，也基于等效面积原理。3.33.3 PWMPWM 实现方法实现方法-. zPWM 信号的产生通常有两种方法：一种是软件的方法；另一种是硬件的方法。硬件方法的实现已有很多文章介绍，这里不做赘述。本文主要介绍利用单片机对 PWM 信号的软件实现方法。MCS-51 系列典型产品 8051 具有两个定时器 T0 和 T1。通过控制定时器初值 T0 和 T1，从而可以实现从 8051 的任意输出口输出不同占空比的脉冲波形。由于 PWM 信号软件实现的核心是单片机部的定时器，而不同单片机的

38、定时器具有不同的特点，即使是同一台单片机由于选用的晶振不同，选择的定时器工作方式不同，其定时器的定时初值与定时时间的关系也不同。因此，首先必须明确定时器的定时初值与定时时间的关系。如果单片机的时钟频率为f，定时器计数器为 N 位，则定时器初值与定时时间的关系为:式中，TW定时器定时初值；N一个机器周期的时钟数。N 随着机型的不同而不同。在应用中，应根据具体的机型给出相应的值。这样，我们可以通过设定不同的定时初值 TW，从而改变占空比 D，进而到达控制电机转速的目的。3.43.4 直流电机的直流电机的 PWMPWM 控制技术控制技术 由于控制的对象是直流电机，本系统选择了等脉宽 PWM 法对电机

39、的电压进控制。这样一来，对电机转速的控制就变成了对电枢电压的控制，PWM 控制任务就简单的变成了调压，省去了调频的容。图 3.5 给出了直流电机 PWM 控制原理的电路及输出电压波形图。在图中，控制程序设计假定晶体管 V 先导通 T1 秒，这个期间电压 Ud全部加到电枢上(如果忽略 V 上的管压降)，然后关断 T2 秒，这个期间电枢两端电压为零。如此反复，则电枢端的电压波形如图中(b)所示 。电枢两端电压的平均值为: 图 3.5 直流电机 PWM 控制原理的电路a电枢端的电压波形b a 为一个周期 T 中，晶体管 V 导通时间时间的比率，称为负载率或占空比。变 a 即可改变电枢两端的电压。使用

40、下面三种方法中的任何一种，即可改变到达调压的目的:(1) T1 保持一定，T2 变化。(2) T2 保持一定，T1 变化。 (3) T 保持一定，T1 变化。 SG3525SG3525 的构造的构造 控制电路以 SG3525 为核心构成，它采用 恒频脉宽调制控制方案,适合于各种开关电源，斩波器的控制。其部包含精细基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比拟器、分频器等，并含有欠压锁定电路,闭锁控制电路和软起动电路。SG3525 采用 16 引脚标准 DIP 封装。其各引脚功能如图 3.6 所示，部框图如图 3.7 所示。PWM 直流脉宽调速系统的设计12图 3.6 SG3525 的引脚3.43.4.

41、2.2 工作原理工作原理 SG3525 为频率固定脉宽可调的集成 PWM 控制器，其部原理由基准电压 Uref、振荡器 G 、误差放大器比拟器 DC 、PWM 锁相器、分相器、欠电压锁定器、输出极、软启动及关闭电路等组成 其中：输入电压 Uccl 、 基准电压 Uref 与输出电压 Uccl 可在 8 35V 围变化通常可用 + l5 V. Uref 是一 AE 个标准三端稳压器，有温度补偿，精度可达 I51 +1)V。它即是部电路的供电电源，也可为芯片外围电路提供标准电源，输出电流可达 40 mA ，有电流保护功能；振荡器 G 由一个双门限比拟器、一个恒流电源及电容充放电电路构成 。Cr 恒

42、流充电，产生一锯齿波电压，锯齿波的峰点电平为 3. 3 V ，谷点电平为 0.9 V ，锯齿波的上升边对应 Cr 充电，充电时间 t1(参见图 3) 决定于 RtCr ；锯齿波下降边对应 Cr 放电，放电时间 t2 决定于 RdCr。锯齿波频率由下式决定 f= 1(t1+t 2) = 1【Cr0.67 Rt+ 13RRd】 由于双门限比拟器门限电平由基准电压分压取得，并且给 Cr 充电的恒流源对电压及温度变化的稳定性很好，故 Uccl 在 8 35 V 围变化时，锯齿波的频率稳定度可达 1；当温度在一 55 125 qc 围变化时，其频率稳定度为 3。振荡器 G 对应于锯齿波下降进输出一时钟信

43、号(CP 脉冲)，其宽度为 t2故调节 Rd 即可调节 CP 脉冲宽度，由后面的表达可知，这个 CP 脉宽决定了两输出口 I、II 输出脉冲之问最小的时间间隔，即死区 td所以调节Rd 就可调节死区 td，Ro 越大，死区越大。振荡器还设有外同步输入端 3 脚，在 3 脚加直流或高于振荡器频率的脉冲信号，可实现对振荡器的外同步；误差放大器 AE 其直流开环增量为 70dB。同相输入端接基准电压或其分压值，反应电压信号接反相输入端。根据系统动态、静态特性的要求，可在 9 脚和 1 脚之间接入适当的反应电路网络，如比例积分电路等；比拟器 DC 与 PWM 锁存器误差放大器输出电压 U 加至比拟器

44、DC 反相端，振荡器输出的锯齿波电压 U + 加于同相端，比拟器 DC 输出一 PW M 信号，该 PW M 信号经锁存器锁存，以保证在锯齿被的一个周期只输出一个 PW M 脉冲信号；分相器是一个 T 触发器，每输入一个cP 脉冲，则 Q 翻转一次 。所以分相器的输出是一个方波信号，其频率为锯齿波频率的 12。此方波信号加至输出级两组门电路的输入端 B ；当电源电压 t 7 V 时，欠电压锁定器输出一高电平，加至输出级门电路的输入端 A ，同时也加到关闭电路的输入端，以封锁输出；输出级两组输出级构造一样，每一组的上侧为或非门，下侧为或门，有A.B.C.D 四个输入端，D 端输入 PWM 脉冲信

45、号。端输入分相器输出的 Q (或 Q ) 信号，C 端输入 CP 脉冲信号，A 端输入欠电压锁定信号。设输出信号为 P 和 P，则 P =a+b+c+d ,P=A +B+ C + D。P 和 P分别驱动输出级上、下个晶体管。两个晶体管组成图腾柱构造，使输出级既可向负载提供电流 又可吸收负载电流 。 设计 IGBT 工作频率为 10 kHZ 左右，开关频率高，滤波电感、电容值可以减小，甚至可不用。据此选择、CT 在 5 脚与 7 脚之间跨接电阻 Rd，以形成死区时间。Cr 上形成锯齿波电压 u +的频率为 10 kHZ，此锯齿波电压 u +加于 PWM 比拟器 DC 的同相输入端。基准电压+5

46、V 经 船、RP 分压后加于误差放大器 AE 的同相输入端,而由输出电压采样电路引来的电压反应信号加于 AE 的反相输入端。设这时 AE 的输出电压为 U_ ，它加于比拟器 DC 的反相输入端在 U _、 U+、的共同作用下，比拟器 DC 和PWM 锁存器输出 PWM 信号，加于或非 或 j 门的输入端 D。振荡器输出的 cP 脉冲加于或非(或)门的输入端 C。分相器输出的 q 、Q 脉冲分别加于两组输出级或非(或)门的输入端口。设这时 SG3525 电源电压正常，欠电压锁定器输出低电平；加于主电路输入 图 3.7 SG3525 的内部构造图 -. z端 A，于是，对于输出口 I，根据 P=a

47、+b+c+d 及 P= A+B+C+D 的逻辑关系，获得如图 3.4所示的脉冲列，而对于输出口获得图 3.4 所示的脉冲列。现在，I 口(11 脚)、II 口(14 脚)并联使用。以此脉冲经光隔离、放大后驱动开关器件 IGBT ，则电动机 M 获得同样波形的端电压。SG3524SG3524 与与 SG3525SG3525 的功能特点及软起动功能的比拟的功能特点及软起动功能的比拟对 PWM 控制芯片 SG3524 与 SG3525 的工作性能作了介绍和比拟，通过实验得出了 SG3525 在软起动功能上较 SG3524 有很大的改良。目前，开关电源越来越广泛地应用于各行各业中，是各种用电设备的重要

48、组成局部。在开关电源的设计过程中，常常使用各种 PWM 的 IC。因此，作为开关电源的设计者，有必要熟悉各种 PWM 的集成芯片的性能差异。 SG3525 在 SG3524 的根底上，主要作了以下改良。 1增设欠压锁定电路 电路主要作用是当 IC 输入电压小于 8V 时，集成块部电路锁定，停顿工作基准源及必要电路除外，使之消耗电流降至很小约 2mA。 2有软起动电路 比拟器的反相端即软起动控制端脚 8 可外接软起动电容。该电容由部 5V基准参考电压的 50A 恒流源充电，使占空比由小到大50变化。 3比拟器有两个反相输入端 SG3524 的误差放大器、电流控制器和关闭控制 3 个信号共用一个反

49、相输入端，现改为增加一个反相输入端，误差放大器与关闭电路各自送至比拟器的反相端。这样，便防止了彼此相互影响，有利于误差放大器和补偿网络工作精度的提高。 4增加 PWM 锁存器使关闭作用更可靠 比拟器脉冲宽度调制输出送到 PWM 锁存器，锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过电流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一个周期时钟信号使锁存器复位为止。 5振荡器作了较大改良 SG3524 中的振荡器只有 CT 及 RT 两引脚，充电和放电回路是一样的。SG3525 的振荡器，除了 CT 及 RT 引脚外，增加了放电引脚 7、同步引脚 3。RT

50、阻值决定对 CT 充电的部恒流值，CT 的放电则由脚 5 及脚 7 之间外接的电阻值 RD 决定。把充电和放电回路分开，有利于通过 RD 来调节死区的时间，这是重大的改良。在 SG3525 中增加了同步引脚 3 专为外同步用，为多个 SG3525 的联用提供了方便。 6输出级作了构造性改良 电路构造改为确保其输出电平处于高电平，或低电平状态。另外，为了适应驱动 MOSFET 的需要，末级采用了推挽式电路，使关断速度更快。 SG3525 增加的工作性能在实际应用中具有重要意义。例如，脚 8 增加的软起动功能，防止了开关电源在开机瞬间的电流冲击，可能造成的末级功率开关管的损坏。3.43.4.4.4

51、. LM1413LM1413 的构造的构造图 3.8 LM1413 的部接线图 LM1413LM1413 的作用的作用PWM 直流脉宽调速系统的设计14LM1413 是一种复合晶体管达林顿电路阵列驱动器，增加和耗散功率大，可靠性高。由于 SG3525 的驱动能力有限，本电路中把 SG3525 第 11，14 脚的输出信号经 LM1413 放大后再驱动 IGBT。第第 4 4 章转速调节器和电流调节器的设计章转速调节器和电流调节器的设计4.14.1 PIDPID 调节器的根本原理调节器的根本原理 在模拟控制系统中，控制器最常用的控制规律是 PID 控制。常规 PID 控制系统原理框图如图 4.1

52、 所示，系统由模拟 PID 控制器和被控对象组成。图 4.1 模拟 PID 控制原理框图 PID 控制器是一种线性控制器，它根据给定值 r(t)与实际输出值 c(t)构成控制偏差将偏差的比例(P)，积分(I)和微分(D)通过线性组合构成控制量，对被控对象进展控制，故称 PID 控制器。 简单说来，PID 控制器各校正环节的作用及对控制效果的影响如下:比例环节:作用快，无滞后，只要一有偏差，立即就能给出相应的调节作用，它能及时克制扰动，使被调参数稳定在给定值附近。加大比例系数可以提高系统对偏差的分辨率，提高系统的调节精度。缺点是对具有自平衡性的控制对象有余差(自平衡性是指系统阶跃响应终值为一有限

53、值)，扰动出现后，比例调节的结果使被调量不能回到给定值，只能恢复到给定值附近。对一带有滞后的系统，叮能产生振荡，动态特性也差。比例系数过大会产生较大的超调，甚至导致系统不稳定:假设取值过小，可以减小系统的超调量，增大稳定裕度，但会降低系统的调节精度，使过渡时间延长。积分环节:提高系统的抗干扰能力，消除系统的静态误差，适用于有自平衡性的系统。只要有偏差存在，输出调节信号就不断动作，直到把偏差信号消除。但它有滞后现象，使系统的响应速度变慢，超调量变大，并可能产生振荡。加大积分系数有利于减小系统的静态误差，但过强的积分作用会使超调增大。通常在调节过程的初级阶段，为防止由于*些外部因素以及非线性等影响

54、造成的积分饱和，从而引起整个系统响应过程中有较大的超调量，积分系数应该取得小一些，在响应过程的中期，为防止对动态稳定性造成影响，积分作用应该适中,在过渡过程后期，应该取较大的积分系数以减小系统的静差以提高调节精度，消除系统的稳态误差。微分环节:改善系统的动态特性。它是根据偏差的变化速度来调节的，所以它的输出快，有时尽管偏差很小，只要它的变化速度很快，微分调节就有一个较大的输出。它的速度比比例调节还要迅速，它能给出响应过程提前制动的减速信号，有助于减小超调，克制振荡，使系统趋于稳定;同时加快系统的响应速度，减小调整时间，从而改善了系统的动态性能,缺点是抗干扰能力差。适中选取微分环节，可以减小系统

55、的超调，增加系统的稳定性，但是过大的微分系数会导致响应过程提前制动，从而延长调节时间，并且使得变化过于敏感，使系统的抗干扰性能变差。4.24.2 速度调节器速度调节器 ASRASR 本系统采用双闭环调速系统，正/反转共用一个速度调节器。它用来放大速度偏差信号，并对速度偏差信号进展比例积分运算后输出，它的输出信号又作为电流给定信号施加给电流调节器。 速度调节器ASR由速度比拟器 FD1，速度调节器 FD2构成。FD1比拟器是由线性运算放大器通过电阻 R14构成继电特性。当速度给定信号接近为零时，由于 FD1从电位器W2获得正向偏移，所以 FD1输出大于+8V 电压，该电压通过二极管 Z1加到 F

56、D2，使 FD2迅速输出负向饱和，使下一级的电枢电流调节器LT-1获得一个推 到最小的信号，这给定电压123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:18-Jun-2007Sheet of File:H:上上上上上上上上2007上5上9上.ddbDrawn By:ABCOMNBA2KST10KR26.8KR3230R410KR710KR80.01UC1100UC250R610UC410UC5上上上上上2上上上上上1VCC+15V100/3W63/3WR9VCC+15V100/3WVCC+15V5050750750+VCC+15VPCOMNNCO

57、M+15V-15V200件件件件件件件件件件件件件件SB上上上上300V SG3525上上上上上12.99K HZ 上上880mV-3.36V 上上上上上1上上上上上上 上上154uS 上上6.494KHZ 上上上上上2上上上上上上 上上155uS 上上6.452KHZ 上上上上上 上上上上13uS 上上上上上上上上上上上MB1MB2LM1413 上上上上上上上上上 上上上上上上上上上+15V 上 上上上-15V上上上上-+上上上上上上上上上上上LT+-+LM141312345678910111213141516LM141312345678910111216151413SG352535254.

58、7U0.1UIGBT1IGBT2+上上上上上10kCSRR?RES2R?RES2TGRC1G1E1G2C2E2件件116AB件件件件封锁去脉冲变压器图 3.9 SG3525 和 LM1413 外围电路接线图-. z时整个系统处于停机状态，当速度给定信号大于 0.2V 时则比拟器迅速翻转输出为负，由于整流二极管 Z1的阻挡作用，便不再有正向偏压加到 FD2，于是使 FD2迅速退出负向饱和，并开场按速度偏差信号进展 P、I 调节。 FD2构成对速度偏差信号 P、I 调节。FD2调节器的比例系数由：Kp =决定，其中 为 FD2 输出端的分压电位器的分压系数。调节器的强制积分时间常数为：Ti =C9

59、+C10 R24/R25/R26而微分反应时间常数为：TD=C2R5+R6可以根据系统对速度调节器的要求，整定 Kp 、Ti 和 TD的数值，其中 为微分反应电位器的分压系数。FD2的负向限幅采用二极管反应限幅，限幅值固定为 2V，FD2的正向限幅采用三极管反应限幅，可以调节电位器 W3 来改变正向限幅值，正向限幅值可以由下述决定：Uc =式中：W3电位器 W3的电阻值； R23电阻 R23的电阻值； UT电源电压； UD二极管的顺向压降； Ube三极管 BG 的基射电压近似式为：UC=考虑速度调节器能用于自动弱磁系统，为了实现自动弱磁升速时限制电动机的最大电流，速度调节器具有速度自动限幅电路

60、，当直流电动机的转速因弱磁超过额定转速时，使速度调节器的限幅自动下降，可以根据直流电动机的要求在最高速限幅值下降到额定转速的限幅的 70-80%。速度自动限幅的静态特性近似可由以下图决定 4.2 速度调节器原理图(ASR)4.34.3 电流调节器电流调节器 ACRACR 电流调节器ACRACR是用来放大电枢电流偏差信号，并对电流偏差信号进展 P、I速度反应速度给定备用备用速度给定速度给定VV+V+VR611930KZ6162CP12R61162KR6120120KR61710KR61530KC6140.47uFR61630KC6120.47uFR61262KR61310KR61830KC615