第5章 终端设备

1、第一节第一节 概述概述 随着国民经济的发展和人们生活水平的提高，大量非随着国民经济的发展和人们生活水平的提高，大量非线性、冲击性、不平衡性负荷出现在人们的生产、生活中，线性、冲击性、不平衡性负荷出现在人们的生产、生活中，比如整流器、变频调速装置、电弧炉、电气化铁路等。这比如整流器、变频调速装置、电弧炉、电气化铁路等。这些负荷会带来一系列电能质量问题：使无功功率增加，功些负荷会带来一系列电能质量问题：使无功功率增加，功率因数降低，电压波动，三相不平衡等，严重情况下还会率因数降低，电压波动，三相不平衡等，严重情况下还会使电网发生电压崩溃，系统解列运行。使电网发生电压崩溃，系统解列运行。 配电网静止

2、同步补偿器（配电网静止同步补偿器（D-STATCOMD-STATCOM）能稳定接入点能稳定接入点电压、补偿负载所缺无功，受到越来越广泛的重视，成为电压、补偿负载所缺无功，受到越来越广泛的重视，成为现阶段现阶段电力系统最优运行必不可少的终端设备之一电力系统最优运行必不可少的终端设备之一。1 1、D-STATCOMD-STATCOM对电容器的容量要求不高。对电容器的容量要求不高。2 2、D-STATCOMD-STATCOM响应速度快，暂态特性好。响应速度快，暂态特性好。3 3、D-STATCOMD-STATCOM可以发出连续可调的感性无功和容性可以发出连续可调的感性无功和容性 无功，工作能力强。无

3、功，工作能力强。4 4、D-STATCOMD-STATCOM既可以补偿系统所缺无功，也可以稳既可以补偿系统所缺无功，也可以稳 定接入点电压。定接入点电压。 D-STATCOMD-STATCOM相比于传统并补电容器组，具有一系相比于传统并补电容器组，具有一系列优点：列优点： 电压是电能质量的重要指标之一，常见的电压电压是电能质量的重要指标之一，常见的电压质量问题有电压偏差、电压波动和闪变、三相电压质量问题有电压偏差、电压波动和闪变、三相电压不平衡、电压跌落和电压浪涌、短时电压中断、波不平衡、电压跌落和电压浪涌、短时电压中断、波形畸变等。形畸变等。 D-STATCOMD-STATCOM的作用之一是

4、稳定接入点电压，其的作用之一是稳定接入点电压，其工作原理是将自换相桥式电路通过电抗器或者直接工作原理是将自换相桥式电路通过电抗器或者直接并联到电网上，适当的调节桥式电路交流侧输出电并联到电网上，适当的调节桥式电路交流侧输出电压的相位和幅值，或者直接控制其交流侧电流，就压的相位和幅值，或者直接控制其交流侧电流，就可以使该电路吸收或者发出满足要求的无功电流，可以使该电路吸收或者发出满足要求的无功电流，实现稳定接入点电压的目的。实现稳定接入点电压的目的。 第二节第二节 D-STATCOM 电压控制技术电压控制技术缺点：缺点：必须设计多个必须设计多个PIPI调节器，结构复杂；调节器，结构复杂；此外，没

5、有考虑电网电压的不平衡问题。此外，没有考虑电网电压的不平衡问题。 dqPCCrefUqiDCrefUDCUPIdiPIPIPWMVSIabcdqqrefidrefiCiPIPCCUabc解 决 方 法 采用采用解状态方程法解状态方程法，以减少，以减少PIPI调节器。但这类控制方法需调节器。但这类控制方法需 要对要对D-STATCOM进行精确的建模这是很难达到的进行精确的建模这是很难达到的。 采用采用逆系统控制逆系统控制法法 ，实现对有功和无功的解耦控制。这种实现对有功和无功的解耦控制。这种 方法首先需要比较精确的数学模型，其次，涉及到复杂的方法首先需要比较精确的数学模型，其次，涉及到复杂的 微

6、分方程求解和三角函数计算，实现起来较为困难。微分方程求解和三角函数计算，实现起来较为困难。 采用各种采用各种智能控制智能控制方法，方法，这些控制方法都有各自的优缺点，这些控制方法都有各自的优缺点， 但难以兼顾控制精度和响应速度。但难以兼顾控制精度和响应速度。提出提出：基于功率平衡原理的模糊神经网络基于功率平衡原理的模糊神经网络PIPI参参 数自调整电压控制方法数自调整电压控制方法逆变器输出电压逆变器输出电压和输出电流关系：和输出电流关系：控 制 器SRupcc)(61SSXRLLjCie配电系统D-STATCOMSLSufRfLDCCDCUpccULiLi)(23)(23qddqeqqddei

7、eieQieiePqqdodddouiiuQuiiuP23232323fqdfcffqdfcfLiiLiQRiiRiP)(2323)(2323222222dfqfqqfdfdiLiReuiLiRe基于瞬时功率平衡原理的双环控制原理图abcdqPCCrefUDCrefUDCUPIPWMVSIqrefidrefiCiPIPCCUeqedfRfLfLfRu缺点：缺点：未考虑三相电压不平衡情况。未考虑三相电压不平衡情况。 dqUIduqudiqi)(23)sin(23)(23)cos(23dqqduiqqdduiiuiuUIQiuiuUIP 可得有功功率和无功功可得有功功率和无功功率的计算公式分别为：

8、率的计算公式分别为： 阻感负载下，在阻感负载下，在DQDQ坐标系中，电压矢坐标系中，电压矢量和电流矢量位置量和电流矢量位置逆变器输出电压逆变器输出电压和输出电流关系：和输出电流关系：dfqfqqfdfdiLiReuiLiRe 选择选择d d轴与电压矢量重合，并轴与电压矢量重合，并设该电压矢量的模为设该电压矢量的模为u u，则：则： qqdodddouiiuQuiiuP23232323应用于三相电压不平衡的控制原理图abcdqPCCrefUDCrefUDCUPIPWMVSIqrefidrefiCiPIPCCUeqedabcdqpccuabcdq|UPIPIdq00qdfRfLfLfRuabcdq

9、qrefidrefieqedfRfLfLfRu 基于单神经元的基于单神经元的PIPI参数自调整方法能有效改善参数自调整方法能有效改善PIPI控制器的控制性控制器的控制性能，并且结构简单，计算方便，但是其动态特性较差。为此，提能，并且结构简单，计算方便，但是其动态特性较差。为此，提出采用基于模糊神经网络的参数自调整方法，将出采用基于模糊神经网络的参数自调整方法，将PIPI参数参数KpKp、KiKi看看成由单神经元的加权系数成由单神经元的加权系数 和和 两部分之积组成，并引入控两部分之积组成，并引入控制误差作为切换条件，在误差较大时，采用模糊推理算法快速调制误差作为切换条件，在误差较大时，采用模糊

10、推理算法快速调节节PIPI参数的参数的 部分，从而提高系统的动态性能；在误差较小部分，从而提高系统的动态性能；在误差较小时，采用单神经元算法在线修正时，采用单神经元算法在线修正PIPI参数的参数的 部分，从而提高系部分，从而提高系统的鲁棒性。统的鲁棒性。 )(ki)(kKi)(ki)(kKi神经网络自学习算法模糊推理算法)(2k)(1k)(1kK)(2kK)(ku)(1kx)(2kx)(ke神经网络自学习算法 当控制误差较小时，采用以误差平方为性能指标的神经当控制误差较小时，采用以误差平方为性能指标的神经网络自学习算法作为加权系数的学习规则。通过对加权网络自学习算法作为加权系数的学习规则。通过

11、对加权系数沿着误差减小的方向修正，实现对系数沿着误差减小的方向修正，实现对PIPI控制器参数控制器参数KpKp的的 部分和部分和KiKi的的 部分的在线调整。部分的在线调整。 )(1k)(2k) 1()() 1()()()()() 1()() 1()()()()(22221111kukukekexkekKkkukukekexkekKk)()() 1()()() 1(222111kkkkkk模糊推理算法 当控制误差较当控制误差较大大时，采用模糊推理算法快速调整时，采用模糊推理算法快速调整PIPI控制器参数控制器参数KpKp的的 部分部分和和KiKi的的 部分部分，用以提高系统的动态性能。，用以提

12、高系统的动态性能。)(1kK)(2kK建立控制规则：建立控制规则：当当|e|e|较大时，为使系统具有较好的快速跟踪性能，应保证较大时，为使系统具有较好的快速跟踪性能，应保证 较大，同时为避免系统响应出现较大的超调，应取较小较大，同时为避免系统响应出现较大的超调，应取较小 的的 。当当|e|e|处于中等大小时，为避免系统响应出现较大的超调，处于中等大小时，为避免系统响应出现较大的超调， 应取得小些，应取得小些， 的取值可以适当增大。的取值可以适当增大。同时考虑同时考虑 的因素，当的因素，当 和和 的变化方向相同时，输出向的变化方向相同时，输出向偏离稳定值方向变化，应适当增大偏离稳定值方向变化，应

13、适当增大 ，反之适当减小，反之适当减小 。 PKIKIKPKeeePKPK控制规则表 仿真参数如下：电源电压等级为仿真参数如下：电源电压等级为10kV10kV，传输线长传输线长50km50km，传输传输线末端经变压器降压到线末端经变压器降压到380V380V后连接阻感负载。控制过程中，后连接阻感负载。控制过程中，直流侧电容电压参考值设定为直流侧电容电压参考值设定为600V600V；RfRf设定为设定为0.020.02，LfLf设定设定为为0.2mH0.2mH。 三三相相电电压压平平衡衡情情况况下下a相相电电压压跌跌落落情情况况下下 三相电压平衡情况下，传统双环控制和本文所提出的控制方法三相电压

14、平衡情况下，传统双环控制和本文所提出的控制方法 都能使接入点电压维持在都能使接入点电压维持在1 1倍标么值，但传统双环控制大约需要倍标么值，但传统双环控制大约需要 3 3个周波达到稳定，而本文所提出控制方法只需要个周波达到稳定，而本文所提出控制方法只需要2 2个周波即可个周波即可 稳定。稳定。 在在D-STATCOMD-STATCOM投入瞬间，采用传统双环控制首先会出现一个投入瞬间，采用传统双环控制首先会出现一个 较深的电压跌落，然后又出现一次电压抬升，最后才使接入点较深的电压跌落，然后又出现一次电压抬升，最后才使接入点 电压达到稳定，这是由于在电压达到稳定，这是由于在D-STATCOMD-S

15、TATCOM投入后，首先需要对投入后，首先需要对 逆变器直流侧电容充电引起的。相比于本文所提出的控制方法，逆变器直流侧电容充电引起的。相比于本文所提出的控制方法， 不管是电压跌落深度，还是电压抬升高度，都要更加严重。不管是电压跌落深度，还是电压抬升高度，都要更加严重。 在三相电压不平衡情况下，在三相电压不平衡情况下，采用本文所提出的控制方法不仅都采用本文所提出的控制方法不仅都 能使接入点电压维持在能使接入点电压维持在1 1倍标么值，同时还能对电压负序进行补倍标么值，同时还能对电压负序进行补 偿，使接入点电压维持三相平衡。而传统双环控制对不平衡电偿，使接入点电压维持三相平衡。而传统双环控制对不平

16、衡电 压不能有效补偿。压不能有效补偿。 从仿真波形可以看出：从仿真波形可以看出：第三节第三节 D-STATCOM 电流控制技电流控制技术术 D-STATCOMD-STATCOM不仅可用于稳定接入点电压，还可用于不仅可用于稳定接入点电压，还可用于补偿系统无功、提高功率因素、降低线路损耗补偿系统无功、提高功率因素、降低线路损耗。此时，。此时，D-STATCOMD-STATCOM一般采用一般采用电流跟踪控制技术电流跟踪控制技术，其，其原理是，实时原理是，实时检测负载电流无功分量（即无功电流参考信号），然后检测负载电流无功分量（即无功电流参考信号），然后控制控制D-STATCOMD-STATCOM向电

17、网注入相同大小的无功电流，使无功向电网注入相同大小的无功电流，使无功电流只在电流只在D-STATCOMD-STATCOM和负载间流动而不流入电网，从而降和负载间流动而不流入电网，从而降低线路损耗。低线路损耗。 近年来，近年来，滑模变结构控制滑模变结构控制以其良好的鲁棒性和简单以其良好的鲁棒性和简单的设计方法，在许多领域获得了长足的发展。特别是在的设计方法，在许多领域获得了长足的发展。特别是在交流电机和交流电机和PWMPWM逆变器控制中的应用，为该控制方法引入逆变器控制中的应用，为该控制方法引入到到D-STATCOMD-STATCOM控制中奠定了坚实的基础。控制中奠定了坚实的基础。 为此取切换函

18、数为：为此取切换函数为：电路方程：电路方程：CLqSqIII)()()(tudttdiLtupccCC0SqI)()()()(kikikikSCLqSqD-STATCOMD-STATCOM的控制目标是使：的控制目标是使：0)(00)(1)(kSkSkvaaa0)(00)(1)(kSkSkvbbb0)(00)(1)(kSkSkvccc根据滑模控制理论，如果下式成立：根据滑模控制理论，如果下式成立：)(max(30kuNUdc则取如下的控制率，可以保证系统的稳定：则取如下的控制率，可以保证系统的稳定： 缺点：缺点：对对S(k)=0S(k)=0的情况没有定义，也就是说，的情况没有定义，也就是说，该滑

19、模控制率是一种有差调节率，只有在电流该滑模控制率是一种有差调节率，只有在电流跟踪误差不为跟踪误差不为0 0的情况下才有控制量产生，在误的情况下才有控制量产生，在误差为差为0 0的情况下没有控制量产生。的情况下没有控制量产生。 )(kiC)(kiLq三重离散滑模变结构控制器电压空间矢量直接电流控制逆变器)(kS)(kP)(kv 以偏差以偏差|e|e|构造切换曲面，当系统处于暂态时，直接选择滑构造切换曲面，当系统处于暂态时，直接选择滑模控制率使暂态分量迅速减小；当系统处于稳态时，引入基于模控制率使暂态分量迅速减小；当系统处于稳态时，引入基于电压空间矢量的直接电流控制方法，使误差电流趋于电压空间矢量

20、的直接电流控制方法，使误差电流趋于0 0缓慢变化，缓慢变化，防止振荡。防止振荡。 新的离散滑模变结构控制率如下：新的离散滑模变结构控制率如下： ekSkPekSekSkvaaaaa)()()(0)(1)(ekSkPekSekSkvbbbbb)()()(0)(1)(ekSkPekSekSkvccccc)()()(0)(1)(dtdILUUCPCCCPCCCLqSqUUdtdILdtdIL令：令：PCCLqUdtdILU*则：则：CSqUUdtdIL*控制目标控制目标：选择合适的开关状态，使：选择合适的开关状态，使U U* *-U-UC C与与I Isqsq的方向相反；的方向相反；同时，为了避免振

21、荡，必须保证同时，为了避免振荡，必须保证U U* *-U-UC C的值教小。的值教小。 0CU1CU2CU3CU4CU5CU6CUabc123456空间矢量图0CU1CU2CU3CU4CU5CU6CU7CUabc123456*U1U6U2U4U3U5U0U7U设设U U* *位于第位于第I I象限，则取不象限，则取不同开关状态时同开关状态时的的U U* *-U-UC C如右图如右图中的中的U U0 0到到U U7 7所所示。示。 控制策略表说明说明：由于开关状态：由于开关状态0 0、7 7的控制效果相同，选取的时候要的控制效果相同，选取的时候要根据前一状态确定，以保证开关状态的变化最少。即前一

22、根据前一状态确定，以保证开关状态的变化最少。即前一开关状态为开关状态为0 0、1 1、3 3、5 5时选择开关状态时选择开关状态0 0；前一开关状态；前一开关状态为为2 2、4 4、6 6、7 7时选择开关状态时选择开关状态7 7。 仿真参数如下：系统电压：仿真参数如下：系统电压：380V380V，频率：频率：50Hz50Hz；直流直流侧电容：侧电容：2200uF2200uF，参考电压：参考电压：600V600V；PWM载波频率：载波频率：10kHz10kHz；负载电阻为：负载电阻为：1010欧姆，电感为欧姆，电感为18.3mH18.3mH；边带边带e e取取1A1A。 未投入未投入D-STA

23、TCOM时的波形图时的波形图 采用传统滑模变结构采用传统滑模变结构控制方法的波形图控制方法的波形图 采用本文所提出控制采用本文所提出控制方法的波形图方法的波形图 仿真分析从图中可以看出：从图中可以看出： D-STATCOM投入后，两种控制方法都能迅速投入后，两种控制方法都能迅速做出响应，补偿系统的无功缺额，补偿后电网电做出响应，补偿系统的无功缺额，补偿后电网电压、电流波形基本同相位。压、电流波形基本同相位。 但采用本文所提出的方法能更快达到稳定，并但采用本文所提出的方法能更快达到稳定，并且在稳态时，较传统滑模变结构控制方法具有更且在稳态时，较传统滑模变结构控制方法具有更高的精度。高的精度。 结

24、 论 为了提高为了提高D-STATCOMD-STATCOM装置的工作性能，对正序电压和无装置的工作性能，对正序电压和无功电流的快速准确检测显得至关重要。基于功电流的快速准确检测显得至关重要。基于DQDQ变换变换的正序的正序电压检测方法在工程中得到广泛的应用，其关键是必须电压检测方法在工程中得到广泛的应用，其关键是必须获获得同步旋转角得同步旋转角，目前多采用，目前多采用锁相环锁相环来实现，这不可避免地来实现，这不可避免地会带来延时误差。为此，本文直接对单相电压进行微分，会带来延时误差。为此，本文直接对单相电压进行微分，并讨论了微分器的设计及性能，然后根据并讨论了微分器的设计及性能，然后根据单相电

25、压及其微单相电压及其微分量的正交关系分量的正交关系求解出同步旋转角，克服了锁相环带来的求解出同步旋转角，克服了锁相环带来的影响。对无功电流的检测，最有效的方法是基于瞬时无功影响。对无功电流的检测，最有效的方法是基于瞬时无功功率理论的功率理论的PQPQ变换法和变换法和Ip-IqIp-Iq变换法，但当电网电压不平衡变换法，但当电网电压不平衡时，这两种方法都不适用。为此，在上述正序电压检时，这两种方法都不适用。为此，在上述正序电压检测的基础上，利用正序电压分量代替接入点电压，确保在测的基础上，利用正序电压分量代替接入点电压，确保在三相电压不平衡时也能准确检测出负载电流中的广义无功三相电压不平衡时也能

26、准确检测出负载电流中的广义无功电流分量。电流分量。 第四节 参考信号快速检测正序电压检测设三相不平衡电压为：设三相不平衡电压为：)240sin()240sin()120sin()120sin()sin()sin(kkccckkbbbkkaaatkAtAutkAtAutkAtAu将三相电压经将三相电压经DQDQ变换得：变换得：cbaqduuuttttuu2323021211cossinsincos其中其中tt为同步旋转角，经由锁相环电路捕获，能实时跟踪电网基波频为同步旋转角，经由锁相环电路捕获，能实时跟踪电网基波频率的变化；率的变化；UdUd、UqUq分别是三相电压经同步坐标变换后的分别是三相电

27、压经同步坐标变换后的d d轴分量和轴分量和q q轴轴分量。这种变换的原理是将三相电压投影到与分量。这种变换的原理是将三相电压投影到与tt同频率旋转的坐标系同频率旋转的坐标系下，由于下，由于tt实时跟踪电网基波频率的变化，因而使得三相电压的基波实时跟踪电网基波频率的变化，因而使得三相电压的基波正序分量在该坐标系下保持相对静止从而变为直流量；基波负序分量正序分量在该坐标系下保持相对静止从而变为直流量；基波负序分量变换为二次谐波交流量；变换为二次谐波交流量；0序分量变换为序分量变换为0；谐波分量也变换为交流量，；谐波分量也变换为交流量，但由于谐波幅值很小，在工程实际中，可以忽略不计。但由于谐波幅值很

28、小，在工程实际中，可以忽略不计。 将将Ud、Uq通过一个低通滤波器滤除交流分量，然后采通过一个低通滤波器滤除交流分量，然后采用用dq/abc反变换可以得到不平衡电压的基波正序分量。反变换可以得到不平衡电压的基波正序分量。这种变换方法原理简单，实现方便，但需要采用这种变换方法原理简单，实现方便，但需要采用锁相环锁相环电路电路获得同步旋转角，这必然带来一定的延时误差，最获得同步旋转角，这必然带来一定的延时误差，最终影响终影响D-STATCOM的控制效果。的控制效果。为了克服这种变换中锁相环带来的误差及三角函数计算为了克服这种变换中锁相环带来的误差及三角函数计算带来的延时，以往多直接采用带来的延时，

29、以往多直接采用100t100t作为同步旋转角作为同步旋转角，其实质是认为电压频率一直维持在其实质是认为电压频率一直维持在50Hz，实际应用中必实际应用中必然存在一定的误差。然存在一定的误差。为此，本文直接利用为此，本文直接利用单向电压单向电压构造出同步旋转角构造出同步旋转角检测原理)sin()sin(kkaaatkAtAu考虑考虑A A相电压：相电压：将将A A相电压通过一个微分器：相电压通过一个微分器：)cos()cos(kkaaatkkAtAu 上上式式中，中，AaSin(t)和AaCos(t) 具有正交的关系。如果能从具有正交的关系。如果能从ua和和ua中中分离出来分离出来，则可以利用则

30、可以利用AaSin(wt)和AaCos(wt)计算出计算出t 。 由于实际电网电压的畸变率一般很小（由于实际电网电压的畸变率一般很小（AkAa）且为高次谐波，且为高次谐波，为了分离出为了分离出ua和和ua的的第一项，只需将第一项，只需将ua和和ua通过一个低通滤波器即通过一个低通滤波器即可。可。设分离后的设分离后的AaSin(t)值为值为x， AaCos(t)值为值为y，则：则：ttgtAtAyxaa1cossin令：令：100则：则：)100(yxarctgt 但这种方法，在计算过程中认为但这种方法，在计算过程中认为=100=100。严格严格来说，这个关系式并不成立，这是因为，在实际电网来说

31、，这个关系式并不成立，这是因为，在实际电网中，基波频率并不是完全等于中，基波频率并不是完全等于50Hz50Hz，而是有一定的偏而是有一定的偏差。也就是说，这种计算方法本身就会存在一定的误差。也就是说，这种计算方法本身就会存在一定的误差，有必要对其进行改进，而且涉及到反正切函数求差，有必要对其进行改进，而且涉及到反正切函数求解，计算过于复杂。解，计算过于复杂。 考虑到考虑到AaSin(tt)和AaCos(tt) 具有正交的关系，具有正交的关系，可以令：可以令：不足及解决措施2222)cos()sin(coscos)cos()sin(sinsintBtAtBtBtAtAaaaaaa 说明说明：必定

32、与必定与tt保持同速旋转，但可能存在一个保持同速旋转，但可能存在一个相位差，但这并不影响电压正序分量的检测结果，只要相位差，但这并不影响电压正序分量的检测结果，只要与与tt旋转速度相同，则基波正序电压在该坐标系下将旋转速度相同，则基波正序电压在该坐标系下将变成直流量。变成直流量。二阶二阶巴特奥兹巴特奥兹低通滤波低通滤波器电压稳定时微分效果器电压稳定时微分效果二阶二阶巴特奥兹巴特奥兹低通滤波低通滤波器电压突变时微分效果器电压突变时微分效果由于实际电网电压存在随机的干扰信号，这些干扰信号频率很高，由于实际电网电压存在随机的干扰信号，这些干扰信号频率很高，经过微分器后被严重放大，甚至湮没了有用的基波

33、电压信号，这经过微分器后被严重放大，甚至湮没了有用的基波电压信号，这是微分器固有的缺陷。是微分器固有的缺陷。经过滤波后有效地抑制了干扰信号的影响，与原电压信号形状大经过滤波后有效地抑制了干扰信号的影响，与原电压信号形状大致相同。需要说明的是，滤波后的电压波形与致相同。需要说明的是，滤波后的电压波形与a相电压波形不具有相电压波形不具有正交关系，这是由于滤波后附加相移引起的。正交关系，这是由于滤波后附加相移引起的。将将a相电压也经过滤波后，与微分且滤波后的电压波形重新保持正相电压也经过滤波后，与微分且滤波后的电压波形重新保持正交关系。交关系。检测计算出的检测计算出的Sin()() 、Cos() )

34、波形平滑，效果理想波形平滑，效果理想。在电压突变的情况下，微分器的输出畸变更大，但经过滤波器后在电压突变的情况下，微分器的输出畸变更大，但经过滤波器后同样能有效滤除这些畸变分量，滤波后电压波形较好。同样能有效滤除这些畸变分量，滤波后电压波形较好。在电压突变的情况下，检测计算出的、基本上与在电压突变的情况下，检测计算出的、基本上与a相电压同时达到相电压同时达到稳定，稳定，动态响应速度很快动态响应速度很快。此外，为了考察数字微分及滤波带来的延时影响，实验中记录了此外，为了考察数字微分及滤波带来的延时影响，实验中记录了对对1个周波进行微分及滤波的时间大约为个周波进行微分及滤波的时间大约为10 s，这

35、个影响是完全这个影响是完全可以接受的。可以接受的。 du/dt1/314sincosC32dq变换LPF2LPF3dq反变换C23auaucossinaucubuuduuquduquuu1au1cu1buLPF1原理图说明说明：将：将Cos(Cos() )、Sin() Sin() 换为换为Cos(-Cos(-) )、Sin(-)Sin(-)则可以检测出电压负序分量则可以检测出电压负序分量得无功电流得无功电流计算公式：计算公式：iuiuqiuiupttUttEtEtEtEuucossincossin23)240sin()120sin(sin232302121132iitttctiiUuUuUuU

36、uiiqp sin cosos sin )240sin()120sin()sin(tEutEutEucba当三相电压平衡时：当三相电压平衡时：考虑考虑 坐标系下的功率计算公式：坐标系下的功率计算公式：du/dt1/314sincosC32dq变换LPF2LPF3dq反变换costsintauaucossinaucubuuduuquduquuuLPF1C32pq变换LPF4pq反变换aicibiipiiqipipiC23aqicqibqiqiqitcostsin当三相电压不平衡时，可以利用正当三相电压不平衡时，可以利用正序分量代替接入点电压进行检测：序分量代替接入点电压进行检测：无功电流检测原理

37、图V1：接入点电压波形图；接入点电压波形图；V2：基于锁相环基于锁相环DQ变换检测结果图；变换检测结果图；V3：以以100 t作为同步旋转角的作为同步旋转角的DQ变换检测结果图；变换检测结果图；V4：基于本文所提出方法检测结果图；基于本文所提出方法检测结果图；0时刻，电压出现突变，相比传统使用锁相环时刻，电压出现突变，相比传统使用锁相环DQ同步变同步变换法，本文所提出的方法换法，本文所提出的方法响应速度更快响应速度更快，只需，只需1个周波个周波即可以稳定，而传统的同步检测法则需要即可以稳定，而传统的同步检测法则需要3个多周波。个多周波。以以100 t作为同步旋转角的变换法检测结果包含一定的作为

38、同步旋转角的变换法检测结果包含一定的 畸变，而本文所提出方法的畸变，而本文所提出方法的检测结果要好检测结果要好的多。的多。定量分析可知，稳定后，定量分析可知，稳定后，V V2 2中，基波电压中，基波电压61.2V，11次谐次谐波电压波电压6.1V，谐波总畸变率为谐波总畸变率为10.02%；V V3 3中，基波电压中，基波电压60.5V，3次谐波电压次谐波电压1.6V，9次谐波电压次谐波电压0.5V，11次谐波次谐波电压电压6.1V，谐波总畸变率达到谐波总畸变率达到12.28%；V V4 4中，基波电压中，基波电压61.1V，11次电压次电压6.1V，谐波总畸变率为谐波总畸变率为10.03%。说

39、明：。说明：本文所提出的检测方法在检测精度上和传统使用锁相环本文所提出的检测方法在检测精度上和传统使用锁相环DQDQ同步变换法相当，但要优于以同步变换法相当，但要优于以100 t作为同步旋转角作为同步旋转角的变换法的变换法。 仿真结果分析电源电压平衡且无畸变，负载为阻感性负载 电源电压平衡且无畸变，负载为阻性负载并带谐波电流源 电源电压不平衡，负载为阻感负载电源电压不平衡，负载为阻性负载且带谐波电流源电源电压不平衡，负载为带阻性负载的三相整流桥当电源电压三相平衡且无畸变时，三种检测方法都能有效当电源电压三相平衡且无畸变时，三种检测方法都能有效检测出广义无功电流，稳态误差小于检测出广义无功电流，

40、稳态误差小于3，但检测方法，但检测方法1和和检测方法检测方法3在响应速度上要优于检测方法在响应速度上要优于检测方法2，这是由于锁相，这是由于锁相环延时引起的。环延时引起的。当电源电压三相不平衡时，检测方法当电源电压三相不平衡时，检测方法1无法准确检测出负无法准确检测出负载电流中的广义无功电流分量，检测出的波形杂乱无章，载电流中的广义无功电流分量，检测出的波形杂乱无章，这与理论分析一致。这与理论分析一致。定量分析即使在恶劣工况下，本文所提出的检测算法也能定量分析即使在恶劣工况下，本文所提出的检测算法也能有效检测出负载电流中的广义无功电流分量，并且比检测有效检测出负载电流中的广义无功电流分量，并且

41、比检测方法方法2 2的响应速度更快。的响应速度更快。仿真结果分析五、输出滤波器结构设计及参数优化的意义 电压型逆变器是电压型逆变器是D-STATCOMD-STATCOM赖以工作的核心元件，赖以工作的核心元件，其输出不可避免地会产生高频谐波，因而必须采取其输出不可避免地会产生高频谐波，因而必须采取适当的方法予以滤除。目前为了消除适当的方法予以滤除。目前为了消除D-STATCOMD-STATCOM输输出的谐波，主要在主电路结构上采用多电平技术及出的谐波，主要在主电路结构上采用多电平技术及增加输出滤波器。就多电平技术，从理论上来说，增加输出滤波器。就多电平技术，从理论上来说，只要电平数足够多，就可以

42、完全消除逆变器输出的只要电平数足够多，就可以完全消除逆变器输出的谐波，但其控制复杂、成本较高。相比之下，谐波，但其控制复杂、成本较高。相比之下，输出输出滤波器滤波器以其简单的结构、良好的滤波性能逐渐成为以其简单的结构、良好的滤波性能逐渐成为D-STATCOMD-STATCOM谐波滤波的一条重要途径。谐波滤波的一条重要途径。OFSUSZLZCOLOCOLinvusuSZLZLiOCZiCiD-STATCOM注入到电网的无功电流注入到电网的无功电流i iZ Z，一方面受到逆变器输出一方面受到逆变器输出电压电压u uinvinv的影响，另一方面也受到电网电源电压的影响，另一方面也受到电网电源电压u

43、us s的影响。当的影响。当u uinvinv和和u us s包含谐波分量时，都会使包含谐波分量时，都会使i iZ Z包含一定的谐波分量，从而影响包含一定的谐波分量，从而影响D-D-STATCOMSTATCOM的性能。的性能。 LC形输出滤波器滤波特性分析OOOOOLCLCCinvZZZAZZZuiH)()(:1根据欧姆定律，可求得根据欧姆定律，可求得i iZ Z对对u uinvinv和和u us s的增益为：的增益为：SLSLLsZZZBZZZuiH)()(2OCOLLCLCLSLSCjZLjZZZZZBZZZZAOOOOOO1滤波特性分析在各种情况下，都有一个明显的谐振点。如果逆变器在该谐

44、振在各种情况下，都有一个明显的谐振点。如果逆变器在该谐振频率附近有毛刺输出，或者电网电源含有该谐振频率附件的谐频率附近有毛刺输出，或者电网电源含有该谐振频率附件的谐波电压，将会被严重放大。波电压，将会被严重放大。曲线曲线1 1、2 2、3 3的尖峰点频率依次升高，但峰值依次减小，说明的尖峰点频率依次升高，但峰值依次减小，说明 随着负载阻抗的减小，其谐振点频率逐渐增大，但谐振放大随着负载阻抗的减小，其谐振点频率逐渐增大，但谐振放大 倍数有所减小。倍数有所减小。图图a a）、）、b b）、）、c c）的尖峰点频率依次升高，说明随着线路阻抗的的尖峰点频率依次升高，说明随着线路阻抗的减小，谐振点频率逐

45、渐增大。减小，谐振点频率逐渐增大。在低频段，在低频段，H H1 1()()的增益都要大于的增益都要大于H H2 2()()的增益，说明，的增益，说明，LCLC输输出滤波器受逆变器输出电压的影响更加严重。出滤波器受逆变器输出电压的影响更加严重。在高频段，在高频段， H H2 2()()的增益都要大于的增益都要大于H H1 1()()的增益，并且随着频的增益，并且随着频率的升高，这种差距越来越大，说明，率的升高，这种差距越来越大，说明，LCLC输出滤波器受电网电输出滤波器受电网电源电压的影响更加严重，并且频率越高，相比于逆变器输出电源电压的影响更加严重，并且频率越高，相比于逆变器输出电压，电网电源

46、电压的影响越来越严重。压，电网电源电压的影响越来越严重。随着线路阻抗的减小，曲线随着线路阻抗的减小，曲线1 1，2 2，3 3的谐振点逐渐靠拢，说明，的谐振点逐渐靠拢，说明， 线路阻抗越大线路阻抗越大，负载变化对负载变化对H H1 1()()和和H H2 2()()的影响越大。的影响越大。总结LCL形输出滤波器滤波特性分析Zi1LOCinvusuSZLZLiCi2L根据欧姆定律，可求得根据欧姆定律，可求得i iZ Z对对u uinvinv和和u us s的增益为：的增益为：11)()(:1LCLCCinvTZZAZZZuiHOOOSLSLLsTZZBZZZuiH)()(2212121121Lj

47、ZCjZLjZZZZZZBZZZZZALOCLLLCLCLLSLSOOOH H1 1()()和和H H2 2()()的幅频特性曲线下降速度更快，对高频毛刺信的幅频特性曲线下降速度更快，对高频毛刺信号的抑制效果更好。号的抑制效果更好。 H H1 1()()的幅频特性曲线同样存在一个谐振点，谐振放大倍数比的幅频特性曲线同样存在一个谐振点，谐振放大倍数比LCLC型输出滤波器更严重。型输出滤波器更严重。 受负载变化的影响较小，特别是当线路阻抗较小时，曲线受负载变化的影响较小，特别是当线路阻抗较小时，曲线1 1、2 2、3 3基本重合。基本重合。 相比于相比于LCLC型输出滤波器，型输出滤波器，LCLL

48、CL型输出滤波器的谐振频率要低得多，型输出滤波器的谐振频率要低得多，在实际工程中，更容易产生谐振放大。在实际工程中，更容易产生谐振放大。 总结LCLLCL型输出滤波器的滤波特性和型输出滤波器的滤波特性和LCLC型输出滤波器的滤波特型输出滤波器的滤波特性整体上一致，但具有几个明显的特点性整体上一致，但具有几个明显的特点 : :LRCL形输出滤波器滤波特性分析Zi1LOCinvusuSZLZLiCi2LR11)()(:1LCLCCinvTZZAZZZuiHOOOSLSLLsTZZBZZZuiH)()(2212121121LjZRCjZLjZZZZZZBZZZZZALOCLLLCLCLLSLSOOO

49、各种情况下的谐振现象均受到明显的抑制，谐振放大倍数远远低于各种情况下的谐振现象均受到明显的抑制，谐振放大倍数远远低于LCLLCL型输出滤波器，并且随着的增大抑制效果更好。型输出滤波器，并且随着的增大抑制效果更好。对于对于H H1 1() () ，线路阻抗越小，谐振抑制效果越突出，当线路电阻线路阻抗越小，谐振抑制效果越突出，当线路电阻为为0.0010.001、线路电感为、线路电感为0.03mH0.03mH，取取1 1时，其谐振点的放大倍数约等于时，其谐振点的放大倍数约等于0.0040.004倍。倍。对于对于H H2 2() () ，当线路阻抗较大时，其谐振抑制效果明显，但当线当线路阻抗较大时，其

50、谐振抑制效果明显，但当线路阻抗很小时，虽然有一定的谐振抑制能力，但效果并不理想。在路阻抗很小时，虽然有一定的谐振抑制能力，但效果并不理想。在线路电阻为线路电阻为0.0010.001、线路电感为、线路电感为0.03mH0.03mH，R R取取1 1时，谐振点放大倍数时，谐振点放大倍数依然有依然有1 1倍左右。倍左右。 随着随着R R的增大，虽然能使谐振抑制效果得到很好的改善，但在高频的增大，虽然能使谐振抑制效果得到很好的改善，但在高频段，其谐波抑制能力不如较小的值，此外，过大的段，其谐波抑制能力不如较小的值，此外，过大的R R值将会带来很值将会带来很大的损耗。因此，在实际使用过程中，大的损耗。因

51、此，在实际使用过程中， R R的取值在的取值在1 1左右较好。左右较好。 总结将将LCLLCL型输出滤波器的电容上串联一个电阻型输出滤波器的电容上串联一个电阻R R后，其滤波特后，其滤波特性得到了较大的改善：性得到了较大的改善： : :LRLCL形输出滤波器滤波特性分析Zi1LOCinvusuSZLZLiCi2LRrL11)()(:1LCLCCinvTZZAZZZuiHOOOSLSLLsTZZBZZZuiH)()(2212121121LjZLjRRLjCjZLjZZZZZZBZZZZZALrrOCLLLCLCLLSLSOOO为了减小为了减小R R的损耗，只需合理设置耦合的损耗，只需合理设置耦合

52、变压器的变比，使二次侧电压较低，变压器的变比，使二次侧电压较低，而不需额外在上并联一个电感。而不需额外在上并联一个电感。 当当L Lr r取值较小时，取值较小时，LRLCL型输出滤波器并不能抑制谐振现象，这型输出滤波器并不能抑制谐振现象，这是由于在谐振频率处的是由于在谐振频率处的L Lr r感感抗较小，抗较小， L Lr r和和R R的并联电路中，的并联电路中， L Lr r占占主导地位，也就是说，在这种情况下，主导地位，也就是说，在这种情况下，LRLCL型输出滤波器大致型输出滤波器大致等效于一个等效于一个LCL型输出滤波器。当型输出滤波器。当L Lr r取取值较大时，值较大时，LRLCL型输

53、出型输出滤波器的谐振抑制效果较好，并且，当滤波器的谐振抑制效果较好，并且，当L Lr r大大到一定程度后（本例中，到一定程度后（本例中，为为1mH），），继续增大继续增大L Lr r ，对滤波器的性能影响很小，对滤波器的性能影响很小， H H1 1()()和和H H2 2()()的幅频特性曲线基本重合。这是由于的幅频特性曲线基本重合。这是由于L Lr r的的感抗较大，感抗较大， L Lr r和和R R的并联电路中，的并联电路中，R R占主导地位，占主导地位，LRLCL型输出滤波器类似于一个型输出滤波器类似于一个LRCL型输出滤波器。型输出滤波器。 总结RCjRuPOpccR212i1Linvu

54、1iCi2LpccuOCR+-+-定义定义i i2 2/i/i1 1作为评作为评价价D-STATCOM装置无功补偿能装置无功补偿能力的性能指标力的性能指标 。CLCCpccCCLinviiiiZiZRuiZRiZuOO212121)()(DBACBAii)(1222111)()(LCoLLCoLinvLZRZZZRZZuZA22111)()()(LCoLLCoLpccCoLZRZZZRZZuRZZBRZZuCCoLinv1RZZRZDCoLCo1无功补偿能力瞬态电流跟踪能力dtdiLdtdiLuuiiiidtdVCVRidtdiLupccinvCCCooCoCinv22112111)()cos

55、(22tGtKeit其中第一部分表示解的暂态部分，第二部分表示解的稳其中第一部分表示解的暂态部分，第二部分表示解的稳态部分。由于本文主要考查的是瞬态电流跟踪能力，只态部分。由于本文主要考查的是瞬态电流跟踪能力，只给出是反映暂态分量衰减快慢的给出是反映暂态分量衰减快慢的 ：21212)(LLLLR参 数 优 化)()()(),()(),(2)(31221121tLLLLROOOkkiiOOOTOTeMinLFiiMaxCLFHMinCLF基于遗传算基于遗传算法的多目标法的多目标参数优化参数优化min11min11max1min1max11max111max1111)1 (0FFFFFFFFFFF

56、f其中，其中，001 11 FF1 1 F Fmaxmax时，该染色体被选中的概率越大。时，该染色体被选中的概率越大。 设当设当F F1 1 F Fmaxmax时，输出滤波器完全不能满足要求；当时，输出滤波器完全不能满足要求；当F F1 1 F Fminmin后，进后，进一步减小一步减小F F1 1值对输出滤波器的影响很小，则可以构造适应度函数：值对输出滤波器的影响很小，则可以构造适应度函数： D-STATCOM实验装置系统构成 参考信号计算输出滤波器耦合变压器系统逆变电路驱动电路控制及触发脉冲形成电路采样及信号调理电路通讯电流电压信号直流测电容工业控制计算机实验接线图 V1V2A3A1A21

57、50:5150:5150:5DC:1000V10000u/450V*410K/200W0.5mH/0.2mHC4C51CT2CT3CTB1:500/100C1C2C3输 出 屏L1-L3/150AR4R1R2R3V3123456789101112RD4-RD6200A/500V*3IPM模块触发板专业制图年/月电气图号新型静止无功发生器原理图(6-9号屏)注: 1、R1-R3为压敏电阻,R4为泄放电阻； 2、DLL为报警器 3、C1-C3为油浸电容，C4-C7为电解电容，C8为无感电容； 4、L1-L3为空心电感； 5、D1为三相全桥整流控桥; 6、A1-A3为42L6/100A； A4-A6

58、O为42L6/50A； 7、V1-V6为42L6/250V。C83uf/隔离变压器380:380/19050KVAK3100A/400VLD1/DC500vV1C6C7RD12A/500VRD2-RD3200A/500V*2K4100A/450V89C1-C3:100u/630V*3R1-R3:470V/20KAA10.060.06V10.240.10A2V2A3V30.100.200.400.120.12页码24台风扇D*4DC15V/1ADC5V/2AJPT触发板计算机串行口D S P板现场A相电压(100V)DC15V6台逆变屏控制盒AC220V K2:C45/10A/250VDLLJK

59、11LD(BD)13ANRD72A/500VABCV4V4-V6/250VCT A44CT-6CT A4-A6/150ANV5V6输出屏面板0.140.150.260.100.101.000.40V1LD1K1DLL1LD0.30B2:500/100B3:500/100逆变屏面板整体装置 逆变器 输出滤波器 硬 件 设 计 COTROL DATA ADDRESS 中中央央处处理理器器（TMS320LF2407） A/D A/D采样电路扩展RAM存储器LCD液晶显示器锁相环及倍频电路16路10位片上A/D硬件脉冲互锁6路PWM输出扩展输入口扩展输出口23矩阵键盘F口PWM脉冲通信模块驱动电路IP

60、M模块工控机软 件 设 计电网采样模块滤波模块电压控制计算模块电流控制计算模块逆变器过零比较器过零测定模块故障检测模块上下位机通信模块D-STATCOM实时监控系统历史数据查询模块电压电流波形显示模块故障数据查询模块控制参数调整模块PWM 1-6电压、电流信号输出采样起始信号下位机软件模块上位机软件模块监 控 界 面 图监 控 界 面 图电压控制试验在三相电压平衡情况下，所提在三相电压平衡情况下，所提出的电压控制方法能使接入点出的电压控制方法能使接入点电压维持在电压维持在310V，并且响应速并且响应速度很快，只需要度很快，只需要2个周波即可稳个周波即可稳定。定。 在在D-STATCOM投入瞬间