第7章-PWM控制技术

1、第第7 7章章 PWMPWM控制技术控制技术 7.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理 7.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法 7.3 PWM跟踪控制技术跟踪控制技术 7.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法 引言引言PWM（Pulse Width Modulation）控制就是对脉冲的宽控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。第第5章的直流斩波电路实际上采用的就是章的直流斩波电路实际上采用的就是PWM

2、技术，第技术，第6章中涉及到章中涉及到PWM控制技术的地方有两处，一处是第控制技术的地方有两处，一处是第6.1节中的斩控式交流调压电路，另一处是第节中的斩控式交流调压电路，另一处是第6.4节矩阵式变节矩阵式变频电路。频电路。 PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻，现在大量应用的逆变电路中，绝路的影响也最为深刻，现在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是大部分都是PWM型逆变电路型逆变电路。 7.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理面积等效原理面积等效原理 是是PWM控制技术的重要理论基础控制技术的重要理论基础。 原理内容

3、：原理内容：冲量相等冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同效果基本相同。 冲量即指窄脉冲的面积。冲量即指窄脉冲的面积。 效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。 如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。频段略有差异。 实例实例 将图将图7-1a、b、c、d所示的脉冲作为输入，加在图所示的脉冲作为输入，加在图7-2a所示的所示的R-L电路电路上，上，设其电流设其电流i(t)为电路的输

4、出，图为电路的输出，图7-2b给出了不同窄脉冲时给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形。的响应波形。 图图7-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 图图7-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形冲量相同的各种窄脉冲的响应波形 7.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理用用PWM波代替正弦半波波代替正弦半波 将正弦半波看成是由将正弦半波看成是由N个彼此相连的脉冲宽度个彼此相连的脉冲宽度为为 /N，但幅值顶部是，但幅值顶部是曲线曲线且大小按且大小按正弦规律变化正弦规律变化的脉冲序列组成的。的脉冲序列组成的。 把上述脉冲序列利用相同数量的把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽

5、等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，这就是分面积（冲量）相等，这就是PWM波形波形。 对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到到PWM波形。波形。 脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称波形，也称SPWM（Sinusoidal PWM）波形）波形。 PWM波形可分为波形可分为等幅等幅PWM波波和和不等幅不等幅PWM波波两种，由

6、直流电源产生的两种，由直流电源产生的PWM波通常是等幅波通常是等幅PWM波。波。基于等效面积原理，基于等效面积原理，PWM波形还可以等效成其波形还可以等效成其他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。等。 图图7-3 用用PWM波代替正弦半波波代替正弦半波 7.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法 7.2.2 7.2.2 异步调制和同步调制异步调制和同步调制 7.2.3 7.2.3 规则采样法规则采样法 7.2.4 PWM7.2.4 PWM逆变电路的谐波分析逆变电路的谐波分析

7、7.2.5 7.2.5 提高直流电压利用率提高直流电压利用率 和减少开关次数和减少开关次数 7.2.6 7.2.6 空间矢量空间矢量SVPWMSVPWM控制控制 7.2.7 PWM7.2.7 PWM逆变电路的多重化逆变电路的多重化7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法计算法计算法 根据逆变电路的根据逆变电路的正弦波输出频率正弦波输出频率、幅值幅值和半个周期内和半个周期内的的脉冲数脉冲数，将，将PWM波形中各脉冲的波形中各脉冲的宽度宽度和和间隔间隔准确计算准确计算出来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，出来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的就

8、可以得到所需要的PWM波形，这种方法称之为计算法。波形，这种方法称之为计算法。 计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。值或相位变化时，结果都要变化。 调制法调制法 把希望输出的波形作为把希望输出的波形作为调制信号调制信号，把接受调制的信号，把接受调制的信号作为作为载波载波，通过信号波的调制得到所期望的，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。波形。 通常采用通常采用等腰三角波等腰三角波或或锯齿波锯齿波作为载波，其中等腰三作为载波，其中等腰三角波应用最多。角波应用最多。 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算

9、法和调制法图图7-4 单相桥式单相桥式PWM逆变电路逆变电路 单相桥式单相桥式PWM逆变电路（调制法）逆变电路（调制法） 电路工作过程电路工作过程 工作时工作时V1和和V2通断互补通断互补，V3和和V4通断也互补通断也互补，比如在比如在uo正半周，正半周，V1导通，导通，V2关断，关断，V3和和V4交替通断。交替通断。 负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。一段区间为正，一段区间为负。 在负载电流为正的区间，在负载电流为正的区间，V1和和V4导通时，导通时，uo=Ud。 V4关断时，负载电流通过关断时，负载电流通过V1和和V

10、D3续流，续流，uo=0。 在负载电流为负的区间，仍为在负载电流为负的区间，仍为V1和和V4导通时，导通时，因因io为负，故为负，故io实际上从实际上从VD1和和VD4流过，仍有流过，仍有uo=Ud。 V4关断，关断，V3开通后，开通后，io从从V3和和VD1续流，续流，uo=0。 uo总可以得到总可以得到Ud和零两种电平。和零两种电平。 在在uo的负半周，让的负半周，让V2保持通态，保持通态，V1保持断态，保持断态，V3和和V4交替通断，负载电压交替通断，负载电压uo可以得到可以得到-Ud和和零零两种两种电平。电平。 阻感负载阻感负载7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法uru

11、cuOwtOwtuouofuoUd-Ud图图7-4 单相桥式单相桥式PWM逆变电路逆变电路 图图7-5 单极性单极性PWM控制方式波形控制方式波形 单极性单极性PWM控制方式控制方式 调制信号调制信号ur为正弦波，载波为正弦波，载波uc在在ur的的正半周为正半周为正极性正极性的三角波，在的三角波，在ur的负半周的负半周为为负极性负极性的三角波。的三角波。 在在ur的正半周，的正半周，V1保持通态，保持通态，V2保持保持断态。断态。 当当uruc时使时使V4导通，导通，V3关断，关断， uo=Ud。 当当uruc时使时使V4关断，关断，V3导通，导通， uo=0。 在在ur的负半周，的负半周，V

12、1保持断态，保持断态，V2保持保持通态。通态。 当当uruc时使时使V3关断，关断，V4导通，导通， uo=0。 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud图图7-4 单相桥式单相桥式PWM逆变电路逆变电路 图图7-6 双极性双极性PWM控制方式波形控制方式波形 双极性双极性PWM控制方式控制方式 在调制信号在调制信号ur和载波信号和载波信号uc的交点的交点时刻控制各开关器件的通断。时刻控制各开关器件的通断。 在在ur的半个周期内，三角波载波有的半个周期内，三角波载波有正有负，所得的正有负，所得的PWM波也是有正有负，波也是有正有负，在在

13、ur的一个周期内，输出的的一个周期内，输出的PWM波只波只有有Ud两种电平。两种电平。 在在ur的正负半周，对各开关器件的的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。控制规律相同。 当当uruc时，时，V1和和V4导通，导通，V2和和V3关断，这时如关断，这时如io0，则，则V1和和V4通，如通，如io0，则，则VD1和和VD4通，不管哪种情况都通，不管哪种情况都是是uo=Ud。 当当uruc时，时，V2和和V3导通，导通，V1和和V4关断，这时如关断，这时如io0，则，则VD2和和VD3通，不管哪种情况都通，不管哪种情况都是是uo=-Ud。 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法图

14、图7-7 三相桥式三相桥式PWM型逆变电路型逆变电路 图图7-8 三相桥式三相桥式PWM逆变电路波形逆变电路波形 三相桥式三相桥式PWM逆变电路（调制逆变电路（调制法）法） 采用双极性控制方式。采用双极性控制方式。 U、V和和W三相的三相的PWM控制通控制通常公用一个三角波载波常公用一个三角波载波uc，三相的，三相的调制信号调制信号urU、urV和和urW依次相差依次相差120。 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法电路工作过程（电路工作过程（U相为例）相为例） 当当urUuc时，上桥臂时，上桥臂V1导通，下桥臂导通，下桥臂V4关关断，则断，则U相相对于直流电源假想中点相相对于

15、直流电源假想中点N的输的输出电压出电压uUN=Ud/2。 当当urUuc时，时，V4导通，导通，V1关断，则关断，则uUN=-Ud/2。 V1和和V4的驱动信号始终是互补的。的驱动信号始终是互补的。 当给当给V1(V4)加导通信号时，可能是加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是二极管导通，也可能是二极管VD1(VD4)续流导通，续流导通，这要由阻感负载中电流的方向来决定。这要由阻感负载中电流的方向来决定。 uUN、uVN和和uWN的的PWM波形都只有波形都只有Ud/2两种电平。两种电平。 图图7-7 三相桥式三相桥式PWM型逆变电路型逆变电路 图图7-8 三相桥式三相桥式PWM逆变电路

16、波形逆变电路波形 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法图图7-7 三相桥式三相桥式PWM型逆变电路型逆变电路 图图7-8 三相桥式三相桥式PWM逆变电路波形逆变电路波形 输出线电压输出线电压PWM波由波由Ud和和0三种电平构成。三种电平构成。 当臂当臂1和和6导通时，导通时，uUV=Ud。 当臂当臂3和和4导通时，导通时，uUV=Ud。 当臂当臂1和和3或臂或臂4和和6导通时，导通时，uUV=0。 负载相电压负载相电压uUN可由下式求得可由下式求得 3WNVNUNUNUNuuuuu负载相电压的负载相电压的PWM波由波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和和0共共5种电平组成。种电平

17、组成。 为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间死区时间。 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法图图7-9 特定谐波消去法的输出特定谐波消去法的输出PWM波形波形 特定谐波消去法特定谐波消去法 是是计算法计算法中一种较有代表性的方法。中一种较有代表性的方法。 如果在输出电压半个周期内开关器件开通和关断各如果在输出电压半个周期内开关器件开通和关断各k次，考虑到次，考虑到PWM波波四分之一周期对称，共有四分之一周期对称，共有k个开关时刻可以控制

18、，除去用一个自由度来控制基个开关时刻可以控制，除去用一个自由度来控制基波幅值外，可以波幅值外，可以消去消去k1个频率的特定谐波个频率的特定谐波。 以三相桥式以三相桥式PWM型逆变电路中的型逆变电路中的uUN波形为例波形为例 在输出电压的半个周期内，器件开通和关断各在输出电压的半个周期内，器件开通和关断各3次（不包括次（不包括0和和时刻），时刻），共有共有6个开关时刻可以控制。个开关时刻可以控制。 7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法为了消除偶次谐波，应使波形正负两半周期镜对称，即为了消除偶次谐波，应使波形正负两半周期镜对称，即 )()(wwtutu为了消除谐波中的余弦项，简化计

19、算过程，应使波形在正半周期内前后为了消除谐波中的余弦项，简化计算过程，应使波形在正半周期内前后1/4周期以周期以 /2为轴线对称，即为轴线对称，即 )()(tutuww同时满足式同时满足式(7-1)和式和式(7-2)的波形称为的波形称为四分之一周期对称波形四分之一周期对称波形，这种波形可，这种波形可用傅里叶级数表示为用傅里叶级数表示为,5,3, 1sin)(nntnatuww式中，式中，an为为20dsin)(4wwwttntuan(7-1)(7-2)(7-3)7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法图图7-9 特定谐波消去法的输出特定谐波消去法的输出PWM波形波形 因为图因为图7

20、-9的波形是四分之一周期对称的，所以在一个周期内的的波形是四分之一周期对称的，所以在一个周期内的12个开关时个开关时刻（不包括刻（不包括0和和 时刻）中，能够独立控制的只有时刻）中，能够独立控制的只有 1、 2和和 3共共3个时刻，该波个时刻，该波形的形的an为为 )cos2cos2cos21 (2d)sin2(dsin2d)sin2(dsin2432120332211wwwwwwwwnnnnUttnUttnUttnUttnUadddddn(7-4)7.2.1 7.2.1 计算法和调制法计算法和调制法在三相对称电路的线电压中，相电压所含的在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，

21、因次谐波相互抵消，因此通常可以考虑消去此通常可以考虑消去5次和次和7次谐波次谐波，根据需要确定基波分量，根据需要确定基波分量a1的值，的值，再令再令a5和和a7等于等于0，就可以建立三个方程，联立可求得，就可以建立三个方程，联立可求得 1、 2和和 3。 0)7cos27cos27cos21 (720)5cos25cos25cos21 (52)cos2cos2cos21 (2321d7321d5321d1UaUaUa 这样可以消去这样可以消去两种特定频率的谐波两种特定频率的谐波，对于给定的基波幅值，对于给定的基波幅值a1，求解，求解上述方程可得一组上述方程可得一组 1、 2和和 3，基波幅值，

22、基波幅值a1改变时，改变时， 1、 2和和 3也相应也相应地改变。地改变。 (7-5)7.2.2 7.2.2 异步调制和同步调制异步调制和同步调制载波频率载波频率fc与调制信号频率与调制信号频率fr之比之比N= fc/fr称为载波比，根据载波和信称为载波比，根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式可分为调制方式可分为异步调制异步调制和和同步调制同步调制两种。两种。 异步调制异步调制 载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。 通常保持载波频率通常保持载波频率fc固定不变固定不变，因而

23、当信号波频率，因而当信号波频率fr变化变化时，载波时，载波比比N是变化的是变化的。 在信号波的半个周期内，在信号波的半个周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。周期的脉冲也不对称。 当当fr较低较低时，时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小，利影响都较小，PWM波形接近正弦波。波形接近正弦波。 当当fr增高增高时，时，N减小，一周期内的脉冲数减少，减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对

24、称脉冲不对称的影响就变大，输出的影响就变大，输出PWM波和正弦波的差异变大，对于三相波和正弦波的差异变大，对于三相PWM型型逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。 在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。波频率较高时仍能保持较大的载波比。 7.2.2 7.2.2 异步调制和同步调制异步调制和同步调制ucurUurVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud2Ud图图7-10 同步调制三相同步调制三相PWM波形波形 同步调制同步调制 载波比载波比N

25、等于常数，并在变频时使等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步的方式称为同载波和信号波保持同步的方式称为同步调制。步调制。 fr变化变化时载波比时载波比N不变不变，信号波一，信号波一个周期内输出的脉冲数是固定的，脉个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。冲相位也是固定的。 在三相在三相PWM逆变电路中，通常公逆变电路中，通常公用一个三角波载波，为了使三相输出用一个三角波载波，为了使三相输出波形严格对称和一相的波形严格对称和一相的PWM波正负半波正负半周镜对称，取周镜对称，取N为为3的整数倍且为奇数的整数倍且为奇数。 当逆变电路输出频率很低时，同步当逆变电路输出频率很低时，同步调制时

26、的调制时的fc也很低，也很低，fc过低时由调制带过低时由调制带来的谐波不易滤除，当负载为电动机来的谐波不易滤除，当负载为电动机时也会带来较大的转矩脉动和噪声；时也会带来较大的转矩脉动和噪声；当逆变电路输出频率很高时，同步调当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的制时的fc会过高，使开关器件难以承受。会过高，使开关器件难以承受。 7.2.2 7.2.2 异步调制和同步调制异步调制和同步调制图图7-11 分段同步调制方式举例分段同步调制方式举例 分段同步调制分段同步调制 把把fr范围划分成若干个频段，每个范围划分成若干个频段，每个频段内都保持载波比频段内都保持载波比N为恒定，不同频为恒定，不同频段的

27、载波比不同。段的载波比不同。 在在fr高高的频段采用的频段采用较低的载波比较低的载波比，以使以使fc不致过高，限制在功率开关器件不致过高，限制在功率开关器件允许的范围内。允许的范围内。 在在fr低的频段采用低的频段采用较高的载波比较高的载波比，以使以使fc不致过低而对负载产生不利影响。不致过低而对负载产生不利影响。 为了防止为了防止fc在切换点附近的来回跳在切换点附近的来回跳动，在各频率切换点采用了动，在各频率切换点采用了滞后切换滞后切换的的方法。方法。 有的装置在低频输出时采用异步调有的装置在低频输出时采用异步调制方式，而在高频输出时切换到同步调制方式，而在高频输出时切换到同步调制方式，这样

28、可以把两者的优点结合起制方式，这样可以把两者的优点结合起来，和分段同步方式的效果接近。来，和分段同步方式的效果接近。 实线表示实线表示输出频率输出频率增高时的增高时的切换频率切换频率虚线表示虚线表示输出频率输出频率降低时的降低时的切换频率切换频率 7.2.3 7.2.3 规则采样法规则采样法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图图7-12 规则采样法规则采样法 在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，这种生成率开关器件的通断，这种生成SPWM波形的波形的方法称为自然采样法。方法称为自然采样法。 规则采样法规则采样法 是

29、一种应用较广的是一种应用较广的工程实用方法工程实用方法，其效，其效果接近自然采样法，但计算量却比自然采样果接近自然采样法，但计算量却比自然采样法小得多。法小得多。 方法说明方法说明 取三角波两个正峰值之间为一个采样取三角波两个正峰值之间为一个采样周期周期Tc，使每个脉冲的中点都以相应的三角，使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点（即负峰点）为对称。波中点（即负峰点）为对称。 在三角波的负峰时刻在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波对正弦信号波采样而得到采样而得到D点，过点，过D点作一水平直线和三点作一水平直线和三角波分别交于角波分别交于A点和点和B点，在点，在A点时刻点时刻tA和和B点时刻点时刻tB

30、控制功率开关器件的通断。控制功率开关器件的通断。 可以看出，用这种规则采样法得到的可以看出，用这种规则采样法得到的脉冲宽度脉冲宽度d d和用自然采样法得到的脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。非常接近。 7.2.3 7.2.3 规则采样法规则采样法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图图7-12 规则采样法规则采样法 d d和和d d的确定的确定 设正弦调制信号波为设正弦调制信号波为 taurrwsin 式中，式中，a称为调制度，称为调制度，0aw wr，是很容易滤除的。，是很容易滤除的。 当调制信号波不是正弦波，而是其它波形时，其谐波当调制信号波不是正弦波

31、，而是其它波形时，其谐波由两部分组成，一部分是对信号波本身进行谐波分析所由两部分组成，一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。的谐波。 7.2.5 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率、减少开关次数在提高直流电压利用率、减少开关次数在PWM型逆变电路型逆变电路中是很重要的。中是很重要的。 直流电压利用率是指逆变电路所能输出的交流电压基波直流电压利用率是指逆变电路所能输出的交流电压基波最大幅值最大幅值U1m和直流电压和直流电压Ud之比。之比。

32、 提高直流电压利用率可以提高逆变器的提高直流电压利用率可以提高逆变器的输出能力输出能力。 减少功率器件的开关次数可以降低减少功率器件的开关次数可以降低开关损耗开关损耗。正弦波调制的三相正弦波调制的三相PWM逆变电路的直流电压利用率很低。逆变电路的直流电压利用率很低。 在调制度在调制度a为最大值为最大值1时，输出相电压的基波幅值为时，输出相电压的基波幅值为Ud/2，输出线电压的基波幅值为输出线电压的基波幅值为 ，即直流电压利用率仅，即直流电压利用率仅为为0.866。 实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要时间，如不采取其他措施，调制度不可

33、能达到时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1，实际能，实际能得到的直流电压利用率比得到的直流电压利用率比0.866还要低。还要低。 dU) 2/3(7.2.5 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数ucurUurVurWuuUNOwtOwtOwtOwtuVNuUV图图7-15 梯形波为调制信号的梯形波为调制信号的PWM控制控制 采用梯形波作为调制信号采用梯形波作为调制信号 当梯形波幅值和三角波幅值相等当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值已时，梯形波所含的基波分量幅值已超过了三角波幅值，可以有效地超过了三角波幅值，可以有效地提提高直流

34、电压利用率高直流电压利用率。 决定功率开关器件通断的方法和决定功率开关器件通断的方法和用正弦波作为调制信号波时完全相用正弦波作为调制信号波时完全相同。同。 对梯形波的形状用对梯形波的形状用三角化率三角化率 = Ut/Uto来描述，其中来描述，其中Ut为以横轴为底为以横轴为底时梯形波的高，时梯形波的高，Uto为以横轴为底边为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。角形的高。 =0时梯形波变为时梯形波变为矩形波矩形波， =1时梯形波变为时梯形波变为三角波三角波。 7.2.5 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数图图7

35、-16 变化时的变化时的和直流电压利用率和直流电压利用率 图图7-17 变化时的各次谐波含量变化时的各次谐波含量 由于梯形波中含有由于梯形波中含有低次谐波低次谐波，调制后的，调制后的PWM波仍含有同样的低次谐波，设波仍含有同样的低次谐波，设由这些低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为由这些低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为d d，则三角，则三角化率化率 不同时，不同时，d d和直流电压利用率和直流电压利用率U1m/Ud也不同。也不同。 =0.4时，谐波含量也较少，约为时，谐波含量也较少，约为3.6%，直流电压利用率为，直流电压利用率为1.03，综合效果，综合效果

36、较好。较好。用梯形波调制时，输出波形中含有用梯形波调制时，输出波形中含有5次次、7次次等低次谐波，这是梯形波调制等低次谐波，这是梯形波调制的缺点，实际应用时，可以考虑将正弦波和梯形波结合使用。的缺点，实际应用时，可以考虑将正弦波和梯形波结合使用。7.2.5 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数uucr1uOwturur1uOwtur3图图7-18 叠加叠加3次谐波的调制信号次谐波的调制信号 线电压控制方式线电压控制方式 目标是使输出的线电压波形中不含低次谐波，同时尽可能提高直流电压利目标是使输出的线电压波形中不含低次谐波，同时尽可能提高直流电压利用率，也

37、应尽量减少功率器件的开关次数。用率，也应尽量减少功率器件的开关次数。 在相电压正弦波调制信号中叠加适当大小的在相电压正弦波调制信号中叠加适当大小的3次谐波次谐波，使之成为，使之成为鞍形波鞍形波，则经过则经过PWM调制后逆变电路输出的相电压中也必然包含调制后逆变电路输出的相电压中也必然包含3次谐波，且三相的次谐波，且三相的三次谐波相位相同，在合成线电压时，各相电压的三次谐波相位相同，在合成线电压时，各相电压的3次谐波相互抵消，次谐波相互抵消，线电压线电压为正弦波为正弦波。 图图7-18中，调制信号中，调制信号ur成为鞍形波，基波分量成为鞍形波，基波分量ur1的幅值更大，但的幅值更大，但ur的最大

38、的最大值不超过三角波载波最大值。值不超过三角波载波最大值。 基波基波ur1正峰值附近恰为正峰值附近恰为3次谐波次谐波ur3的负半波，的负半波，两者相互抵消。两者相互抵消。 7.2.5 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数图图7-19 线电压控制方式举例线电压控制方式举例 线电压控制方式举例线电压控制方式举例 可以在正弦调制信号中叠加可以在正弦调制信号中叠加3次谐波次谐波外，外，还可以叠加其他还可以叠加其他3倍频于正弦波的信号倍频于正弦波的信号，也可，也可以再叠加以再叠加直流分量直流分量，这些都不会影响线电压。，这些都不会影响线电压。 图图7-19中，中，

39、up中既包含中既包含3的整数倍次谐波，的整数倍次谐波，也包含直流分量，而且其大小是随正弦信号的也包含直流分量，而且其大小是随正弦信号的大小而变化的，设三角波载波幅值为大小而变化的，设三角波载波幅值为1，三相，三相调制信号中的正弦波分量分别为调制信号中的正弦波分量分别为urU1、urV1和和urW1，并令，并令 1),min(rW1rV1rU1puuuu则三相的调制信号分别为则三相的调制信号分别为prW1rWprV1rVprU1rUuuuuuuuuu(7-12)(7-13)7.2.5 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数图图7-19 线电压控制方式举例线电

40、压控制方式举例 不论不论urU1、urV1和和urW1幅值的大小，幅值的大小，urU、urV、urW中总有中总有1/3周期的值是和三角波周期的值是和三角波负峰值相等的，其值为负峰值相等的，其值为-1，在这，在这1/3周期周期中，并不对调制信号值为中，并不对调制信号值为-1的一相进行的一相进行控制，而只对其他两相进行控制，而只对其他两相进行PWM控制，控制，因此也称为因此也称为两相控制方式两相控制方式。两相控制方式有以下优点两相控制方式有以下优点 在信号波的在信号波的1/3周期内开关器件不动作，周期内开关器件不动作，可使功率器件的可使功率器件的开关损耗减少开关损耗减少1/3。 最大输出线电压基波

41、幅值为最大输出线电压基波幅值为Ud，和相，和相电压控制方法相比，电压控制方法相比，直流电压利用率提直流电压利用率提高了高了15%。 输出线电压中输出线电压中不含低次谐波不含低次谐波，这是因，这是因为相电压中相应于为相电压中相应于up的谐波分量相互抵的谐波分量相互抵消的缘故，这一性能优于梯形波调制方消的缘故，这一性能优于梯形波调制方式。式。 7.2.6 7.2.6 空间矢量空间矢量SVPWMSVPWM控制控制空间矢量空间矢量SVPWM控制技术广泛运用于变频器中，驱动交流电机时，使电机控制技术广泛运用于变频器中，驱动交流电机时，使电机的磁链成为的磁链成为圆形的旋转磁场圆形的旋转磁场，从而使电机产生

42、恒定的电磁转矩。，从而使电机产生恒定的电磁转矩。 空间矢量空间矢量SVPWM控制技术控制技术 图图4-9所示的三相电压型桥式逆变电路，采用所示的三相电压型桥式逆变电路，采用180导通方式，共有导通方式，共有8种工种工作状态，即作状态，即V6、V1、V2通，通，V1、V2、V3通，通，V2、V3、V4通，通，V3、V4、V5通，通，V4、V5、V6通，通，V5、V6、V1通，以及通，以及V1、V3、V5通和通和V2、V4、V6通，用通，用“1”表示每相上桥臂开关导通，用表示每相上桥臂开关导通，用“0”表示下桥臂开关导通，则上述表示下桥臂开关导通，则上述8种工作状态种工作状态可依次表示为可依次表示

43、为100、110、010、011、001、101以及以及111和和000。 前前6种状态有输出电压，属种状态有输出电压，属有效工作状态有效工作状态，而后两种全部是上管通或下管，而后两种全部是上管通或下管通，没有输出电压，称之为通，没有输出电压，称之为零工作状态零工作状态，故对于这种基本的逆变器，称之为，故对于这种基本的逆变器，称之为6拍逆变器拍逆变器。 图图4-9 三相电压型桥式逆变电路三相电压型桥式逆变电路 7.2.6 7.2.6 空间矢量空间矢量SVPWMSVPWM控制控制图图7-20 电压空间矢量六边形电压空间矢量六边形 图图7-21 空间电压矢量的线形组合空间电压矢量的线形组合 对于对

44、于6拍逆变器，在每个工作周期中，拍逆变器，在每个工作周期中，6种种有效工作状态各出现一次，每一种状态持续有效工作状态各出现一次，每一种状态持续60，在一个周期中，在一个周期中6个电压矢量共转过个电压矢量共转过360，形成一个，形成一个封闭的正六边形封闭的正六边形，对于，对于111和和000这两个这两个“零工作状态零工作状态”，在这里表现，在这里表现为位于原点的零矢量，坐落在正六边形的中为位于原点的零矢量，坐落在正六边形的中心点。心点。 采用采用PWM控制，就可以使交流电机的磁控制，就可以使交流电机的磁通尽量接近圆形，工作频率越高，磁通就越通尽量接近圆形，工作频率越高，磁通就越接近圆形，需要的电

45、压矢量不是接近圆形，需要的电压矢量不是6个基本电个基本电压矢量时，可以用压矢量时，可以用两个基本矢量两个基本矢量和和零矢量零矢量的的组合来实现。组合来实现。如图如图7-21中，所要的矢量为中，所要的矢量为us，用基本矢，用基本矢量量u1和和u2的线形组合来实现，的线形组合来实现，u1和和u2的作用的作用时间一般小于开关周期时间一般小于开关周期To的的60，不足的时，不足的时间可用间可用“零矢量零矢量”补齐。补齐。 7.2.7 PWM7.2.7 PWM逆变电路的多重化逆变电路的多重化图图7-22 二重二重PWM型逆变电路型逆变电路 目的是为了提高等效开关频率，减少开关损耗，减目的是为了提高等效开

46、关频率，减少开关损耗，减少和载波有关的谐波分量。少和载波有关的谐波分量。PWM逆变电路多重化联结方式有逆变电路多重化联结方式有变压器方式变压器方式和和电电抗器方式抗器方式。电抗器联接的二重电抗器联接的二重PWM逆变电路逆变电路 电路的输出从电抗器中心抽头处引出。电路的输出从电抗器中心抽头处引出。 两个单元逆变电路的载波信号相互错开两个单元逆变电路的载波信号相互错开180，输出端相对于直流电源中点输出端相对于直流电源中点N的电压的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2，已变为单极性，已变为单极性PWM波了，输出波了，输出线电压共有线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重五个电平，比非

47、多重化时谐波有所减少。化时谐波有所减少。 所加电压的频率越高，电抗器所需的电感量就越所加电压的频率越高，电抗器所需的电感量就越小。小。图图7-23 二重二重PWM型逆变电路输出波形型逆变电路输出波形 7.2.7 PWM7.2.7 PWM逆变电路的多重化逆变电路的多重化二重化后，输出电压中所含谐波的二重化后，输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为角频率仍可表示为nw wc+kw wr，但其，但其中当中当n为奇数时的谐波已全部被除为奇数时的谐波已全部被除去，谐波的最低频率在去，谐波的最低频率在2w wc附近，附近，相当于电路的等效载波频率提高了相当于电路的等效载波频率提高了一倍。一倍。 图图7-22

48、 二重二重PWM型逆变电路型逆变电路 图图7-23 二重二重PWM型逆变电路输出波形型逆变电路输出波形 7.3 PWM跟踪控制技术跟踪控制技术 7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式 7.3.2 三角波比较方式三角波比较方式7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式图图7-24 滞环比较方式电流跟踪控制举例滞环比较方式电流跟踪控制举例 tOiii*+D Ii*-D Ii*图图7-25 滞环比较方式的指令电流和输滞环比较方式的指令电流和输出电流出电流 跟踪控制方法：把希望输出的电跟踪控制方法：把希望输出的电流或电压波形作为指令信号，把实流或电压波形作为指令信号，把实际电流或电压波形作为反馈信号，际电流或

49、电压波形作为反馈信号，通过通过两者的瞬时值比较两者的瞬时值比较来决定逆变来决定逆变电路各功率开关器件的通断，使实电路各功率开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化际的输出跟踪指令信号变化滞环比较方式滞环比较方式 电流跟踪控制电流跟踪控制应用最多。应用最多。 PWM电流跟踪控制单相半桥电流跟踪控制单相半桥式逆变电路式逆变电路 把把指令电流指令电流i*和和实际输出电实际输出电流流i的偏差的偏差i*-i作为带有滞环特性的作为带有滞环特性的比较器的输入，通过其输出来控制比较器的输入，通过其输出来控制功率器件功率器件V1和和V2的通断。的通断。 电抗器电抗器7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式控制规

50、律控制规律 当当V1（或（或VD1）导通时，）导通时，i增增大。大。 当当V2（或（或VD2）导通时，）导通时，i减减小。小。 通过环宽为通过环宽为2I的滞环比较器的滞环比较器的控制，的控制，i就在就在i*+I和和i*-I的的范围内，呈范围内，呈锯齿状锯齿状地跟踪指令地跟踪指令电流电流i*。环宽过宽时，开关频率低，跟环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开误差小，但开关频率过高，开关损耗增大。关损耗增大。L大时，大时，i的变化率小，跟踪慢；的变化率小，跟踪慢；L小时，小时，i的变化率大，开关频的变化率大，开关频率过高。率过高。图图

51、7-24 滞环比较方式电流跟踪控制举例滞环比较方式电流跟踪控制举例 tOiii*+D Ii*-D Ii*图图7-25 滞环比较方式的指令电流和输出电流滞环比较方式的指令电流和输出电流 7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式图图7-26 三相电流跟踪型三相电流跟踪型PWM逆变电路逆变电路 图图7-25 滞环比较方式的指令电流和输出电流滞环比较方式的指令电流和输出电流 三相电流跟踪型三相电流跟踪型PWM逆变电路逆变电路 由三个单相半桥电路组成，三相电流由三个单相半桥电路组成，三相电流指令信号指令信号i*U、i*V和和i*W依次相差依次相差120。 在线电压的正半周和负半周内，都有在线电压的正半周和负

52、半周内，都有极性相反的脉冲输出，这将使极性相反的脉冲输出，这将使输出电压中输出电压中的谐波分量的谐波分量增大，也使增大，也使负载的谐波损耗负载的谐波损耗增增加。加。采用滞环比较方式的电流跟踪型采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点变流电路有如下特点 硬件电路简单。硬件电路简单。 实时控制，电流响应快。实时控制，电流响应快。 不用载波，输出电压波形中不含特定不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。频率的谐波。 和计算法及调制法相比，相同开关频和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多。率时输出电流中高次谐波含量多。 属于属于闭环控制闭环控制，是各种跟踪型，是各

53、种跟踪型PWM变流电路的共同特点。变流电路的共同特点。7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式图图7-28 电压跟踪控制电路举例电压跟踪控制电路举例 电压跟踪控制电压跟踪控制 把把指令电压指令电压u*和和输出电压输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。控制。 输出电压输出电压PWM波形中含大量波形中含大量高次谐波高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。，必须用适当的滤波器滤除。 u*=0时，输出电压时，输出电压u为

54、频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。 u*为直流信号为直流信号时，时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。正窄负宽的矩形波。 u*为交流信号为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u* 相同，从而实现电压跟踪相同，从而实现电压跟踪控制。控制。7.3.2 三角波比较方式三角波比较方式图图7-29 三角波比较方式电流跟踪

55、型逆变电路三角波比较方式电流跟踪型逆变电路 三角波比较方式三角波比较方式 把指令电流把指令电流i*U、i*V和和i*W和逆变和逆变电路实际输出的电流电路实际输出的电流iU、iV、iW进行进行比较，求出偏差电流，通过比较，求出偏差电流，通过放大器放大器A放大后，再去和三角波进行比较，产放大后，再去和三角波进行比较，产生生PWM波形。波形。 放大器放大器A通常具有通常具有比例积分特性比例积分特性或比例特性或比例特性，其系数直接影响着逆变，其系数直接影响着逆变电路的电流跟踪特性。电路的电流跟踪特性。 特点特点 开关频率固定，等于载波频率，开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。高频滤波器设计

56、方便。 为改善输出电压波形，三角波为改善输出电压波形，三角波载波常用载波常用三相三角波三相三角波载波。载波。 和滞环比较控制方式相比，这和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。种控制方式输出电流所含的谐波少。7.3.2 三角波比较方式三角波比较方式定时比较方式定时比较方式 不用滞环比较器，而是设置一个不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟固定的时钟。 以以固定的采样周期固定的采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，对指令信号和被控制变量进行采样，并根据二者偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断，并根据二者偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断，使被控制量跟踪指令信号。使被控制

57、量跟踪指令信号。 以单相半桥逆变电路为例，在时钟信号到来的采样时以单相半桥逆变电路为例，在时钟信号到来的采样时刻刻 如如i i*，V1关断，关断，V2导通，使导通，使i减小。减小。 每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。误差减小。 采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的率的1/21/2。 和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些。控制的精度低一些。7.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法

58、7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法7.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法引言引言实际应用的整流电路几乎都是晶闸管相控整流电实际应用的整流电路几乎都是晶闸管相控整流电路或二极管整流电路。路或二极管整流电路。 随着触发延迟角随着触发延迟角 的增大，位移因数降低。的增大，位移因数降低。 输入电流中谐波分量相当大，功率因数很低。输入电流中谐波分量相当大，功率因数很低。 把逆变电路中的把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，控制技术用于整流电路，就形成了就形成了PWM整流电路整流电路。 通过对通过对PWM整流

59、电路的适当控制，可以使其整流电路的适当控制，可以使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为功率因数近似为1。 也称为单位功率因数变流器，或高功率因数整也称为单位功率因数变流器，或高功率因数整流器。流器。 7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理图图7-30 单相单相PWM整流电路整流电路a)单相半桥电路单相半桥电路 b)单相全桥电路单相全桥电路 可分为可分为电压型电压型和和电流型电流型两大类，目前研究两大类，目前研究和应用较多的是电压型和应用较多的是电压型PWM整流电路。整流电路。单相单相PWM整流电路整流电路 对于

60、半桥电路来说，直流侧电容必须由对于半桥电路来说，直流侧电容必须由两个电容两个电容串联，其中点和交流电源连接，对串联，其中点和交流电源连接，对于全桥电路来说，直流侧电容只要于全桥电路来说，直流侧电容只要一个一个就可就可以了。以了。 工作原理（以全桥电路为例）工作原理（以全桥电路为例） 按照正弦信号波和三角波相比较的方按照正弦信号波和三角波相比较的方法对图法对图7-30b中的中的V1V4进行进行SPWM控制，就控制，就可以在桥的交流输入端可以在桥的交流输入端AB产生一个产生一个SPWM波波uAB。 uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波