反激变换器辅助电源的设计

1、-辅助电源局部辅助电源设计采用UC3842A芯片，具体设计过程如下。1、功能指标参数交流输入电压围：电网电压频率：最大输出功率：输出电压：效率：=85%开关频率：2、电路原理图图1 反激变换器电路原理图3、主电路参数设计3.1 变压器设计1根据AP值选择磁芯 面积乘积AP为绕组窗口面积Aw和磁芯横截面积的乘积Ae。同时，将AP值与输入功率联系在一起，可以得到以下公式：cm4其中，Pin是额定输入功率；B为磁通密度变化量，一般为0.2T；Kp为磁芯窗口有效使用系数，一般取0.20.4；Ku为绕组填充系数，一般取0.40.5；Kt为均方电流系数，等于直流输入电流与最大原边电流的比值，一般取0.71

2、.4；为铜有效利用系数，一般取0.10.2。经过计算，AP约为0.318cm4。为了保证足够的功率裕量，选择TDK系列EI33/29/13磁芯，。2原副边匝数计算输入平均电流：其中：为最小直流输入电压，；输入电流峰值大小： 输入电流波形示意图其中： ，根据经历，当P>40W时，K=0.50.6；当P<40W时，K=0.350.45。本设计中，P<40W，k取0.4；为了保证工作于DCM模式，占空比最大值取Dma*=0.4，所以有：初级电感量：最小原边匝数：最小直流输入电压V；：最大导通时间，S；：磁心磁通密度变化量，单位：高斯，一般取值围为：10002500高斯；Ae：磁心有

3、效截面积，选用EI33/29/13磁芯，其Ae=118mm2=1.18cm2副边匝数：Ns：副边匝数；Np：原边匝数；Dma*：最大占空比；Vd：输出整流二极管压降；取Ns=9匝辅助供电绕组匝数：；3绕组线径选择电流密度取J=500圆密尔/A;由于趋肤效应，绕线外表电流大而部电流小，开关电源设计时，单根线径不得超过趋肤深度的2-3倍；趋肤深度计算公式：温度T=20带入参数：f=60kHz，温度T=20趋肤深度：选用线径d=0.38mm的铜线作为绕组导线。单根导线的圆密尔数：原边电流峰值为Ipk =0.96A ，平均电流为 原边绕组绕线根数：副边绕组绕线根数：其中Irms2=2A综上可得变压器参

4、数，如表(1)所示：表(1) ：变压器参数表绕组单根绕线线径绕组匝数绕线根数原边0.38mm451副边0.38mm94辅助输出0.38mm91磁芯EI33/29/13PC40骨架EE336+63.2保险丝选择当输入最低、负载最重时，输入电流有效值为考虑留有一定裕量，根据前面计算可知，当输入电压为90V时，输入电流峰值为0.96A，故保险丝的耐压耐流为250V、2A。3.3 整流桥选取最大交流输入电压为265V，整流后电压约为400V，考虑电压留有1.52倍裕量，电流留有23倍裕量，选取整流桥型号为KBP206，其可承受最大电压为600V，最大电流为2A；3.4 选取输入滤波电容整流桥前端用SR

5、公司生产的0.1uF/275V滤波电容；整流桥后端用Nitsuka公司出产的1uF/630V滤波电容，滤除整流后电网中的高频纹波干扰；电路输出功率为30W，一般储能电容的选取原则为1W/(12uF)，为保证足够裕量，同时降低输入电网侧电压波动，则选择滤波储能电容为100uF/450V；3.5 选取开关管 由前述可知原边电流峰值为0.96A，开关管耐压为500V，考虑一定裕量，则选取开关管为13N50C，耐压耐流值为500V、13A。3.6 峰值电流检测电阻选取考虑本钱问题选择电阻检测开关管电流，检测电阻，检测电阻功耗约为1W，选取为1/2W的金属氧化膜电阻。电流误差放大器正向输入端最小反响电阻

6、受限于误差放大器的拉电流0.5mA，和经过2个二极管压降1.4V到达电流误差放大器反向输入端的电压，其中电流误差放大器反向输入端的电压等于稳压二极管钳位1.0V3倍，于是有：实际过程中考虑电压留有一定裕量，取3脚对开关管漏极电阻12K。3.7 副边二极管选取考虑副边电流有效值为2A，电流留有一定倍裕量，快恢复二极管选用FR307，其最大正向流通电流为3A，最大反向耐压为700V。3.8输出电容和输出小型LC滤波器的选取根据输出功率和电压纹波要求，一般选取纹波电压为输出电压的1%，即0.15V，满载时输出电流I=2A，考虑到电容的ESR所形成的尖峰电压，取较大的输出滤波电容可以减小ESR的影响，

7、综合考虑，选取输出电容为2200uF/63V；滤波电感L= 10uH,输出高频滤波电容为1uF/63V和0.1uF/63V并联。3.9 RCD钳位电路设计由于钳位电路中R和C值都比较大，因此钳位电容在每个开关周期都不会有太大变化，用一个恒定值来表示电容两端的电压，则有，其中开关管最大耐压为500V，为最大直流输入电压为311V。钳位电阻：其中副边折射到原边的电压，变压器漏感值；钳位电容：；折中考虑钳位能力和钳位电阻上的功率损耗，最后确定取值R2=10K/3W的金属膜电阻，取C401=0.1uF/600V的薄膜电容，二极管选取快恢复二极管FR307，耐压700V，能持续流过2A电流；3.10芯片

8、供电启动与供电电路如图(4)所示，查阅TI公司出产芯片UC3842A，芯片启动电压大于等于16V，启动电流大于等于1mA,这里选择为2mA，则启动电阻，芯片启动后电路开场工作，这时候芯片供电就由辅助绕组提供，计算方法与反激变换器普通输出计算方法一样。 图(4) 启动与供电3.11 控制电路参数设计(1) 反响采样电阻设计 反响采样局部电路如图(5)所示，TL431基准电压为2.5V，则分压到TL431参考端的电压应为2.5V左右，由TL431数据手册可知，只要流入TL431参考端的最大电流小于2uA，则不影响电路正常工作，经分析知只要I1大小为250uA到几毫安围，则不会影响结果的正确性，这里

9、经过计算取R110_1=10K，Rp1=5K，R17=2K，此时I1大小为15/(17K)0.88mA,，满足要求。图(5) 采样电路(2) 光耦隔离局部参数设计光耦隔离电路如图(6)所示，光耦局部与uc3842补偿局部一起构成整个电路控制器局部，这里选取R17为1K，图中，R10和R11的作用是给TL431提供工作电流并能确保光耦原副边有适当电流，即VFB有适当电压，为2.5V左右(因为uc3842的参考电压为2.5V)，以保证电路正常工作；由TL431数据手册可知，其最小阴极电压和工作电流分别为2.5V和1mA，因此R10和R11的设计要满足一下条件：式中，VD为光耦二极管正向压降(通常为

10、1V)，IFB*R17为VFB提供适当电压，这里IFB取1mA，则可得到R101.5K，R111K，这里取R10=470，R11=1K；图中C12与RUPPER形成一个零点，零点频率比所设计的剪切频率小，控制电路中剪切频率取为开关频率的1/101/20，这里取开关频率1.5KHz，零点频率趣取为1KHz，即，RUPPER=14.2K，则可计算得C12为10nF。R14TL431PC817R15C12R11R10R17VFBVoVoR13RLOWERRUPPER图(6) 光耦隔离电路(3) 振荡电路参数设计根据TI公司给出的UC3842A芯片资料，考虑CT值不宜过大取CT=4700PF，选取SR

11、公司出产的WIMA电容，电阻RT=5.6K，即就是R7=5.6K， C9=4700PF由得出振荡频率，符合设计要求。(4) 控制器参数设计根据系统的闭环传递函数，可以判断该系统是否稳定。一般情况下，只要设计适当的补偿网络，使系统闭环回路增益的相位裕量为45度以上，并以-20dB /dec 的斜率穿过剪切频率，就可以保证系统稳定工作。补偿网络的类型由系统的传递函数和补偿要求来决定，采用峰值电流控制的flyback变换器的闭环传递函数框图如图(8)所示。图(8) 反激变换器闭环系统传递函数框图图中Gveo(s)包括了调制器和占空比到输出局部的传递函数，H(s)是采样局部传递函数，各个传递函数的表达

12、式如下： 控制框图中，将uc3842补偿局部和光耦隔离局部作为控制器局部，在交流小信号分析中，这里将采样局部也归入控制器设计中，则补偿前回路增益函数为： 其极点频率为fp=38Hz,零点频率为fz=2.5KHz,由GVEO(s)可知：GVEO(s)的低频段直流增益偏低，为了提高直流增益，可以在补偿网络中引入一个积分环节;GVEO(s)含有一个极点，它会引起相位滞后。因此补偿网络应该一个零点，用来抵消极点对相位滞后的影响。 为了使补偿后系统的高频增益迅速衰减，要求补偿网络除含有一个零极点外，至少还要含有一个非零极点。综上分析，补偿网络需包含一个零点，一个零极点和一个非零极点，等效电路如图(9)所

13、示，对应的传递函数为图(9) 补偿网络等效电路图由于在本设计中uc3842的补偿局部和光耦隔离局部组合形成PI调节器，光耦局部的传递函数(电路如图(6)所示)为：这里CTR是光耦电流传输比，PC817C的CTR=24，这里取值为3，则 1系统补偿前回路增益函数的BODE图如图(10)所示；根据采样定理，为了保证系统稳定，补偿后截止频率fc必须小于开关频率fs的一半。实际上为了更好地消除开关频率上的纹波，通常将fc取为开关频率的1 /101 /20，由图(9)可知，在f=1K2.5K段，增益斜率为-20dB /dec，为补偿方便，应选取截止频率fc= 1.5kHz。由于uc3842的补偿局部和光

14、耦隔离局部共同组成PI调节器，又由(1)式和图(9)可得，uc3842的补偿局部只需要一个直流增益为1的单极点，电路如图(11)所示，其传递函数为： 图(10) 补偿前的BODE图图(11) uc3842补偿电路这里，选取R18=100K，极点频率只要比fc大，比开关频率的1/2小就行，这里选取为极点频率为10KHz，则由此可得C8=150PF，补偿网络等效传递函数为： 图(12) 补偿网络和补偿前后系统BODE图图(12)绘出了补偿网络和补偿前后系统的波特图。由图可见，补偿后系统的低频增益提高，中频带变宽，高频增益迅速衰减; 并且以20dB /dec的斜率穿越剪切频率，与设计期望一致; 同时

15、相位裕量为78度左右，到达了系统的稳定要求。元件清单：mentDescriptionDesignatorFootprintLibRefQuantity104/1000VC31RAD0.3CAP1Cap Pol1Polarized Capacitor (Radial)C32RB5.0/10Cap Pol110.1U/630VC33RAD0.4CAP11uF/630VC34RAD0.4CAP1100uF/450VC35RB10/22ELECTOR11CapCapacitorC36RAD-0.3Cap1CapCapacitorC37RAD-0.4Cap10.1U/275VC38, C39RAD0.4

16、CAP2104C40RAD0.4CAP1Cap Pol1Polarized Capacitor (Radial)C41RB2.0/5Cap Pol11104/275VC42MPF191408-104V400CAP1102C43RAD0.2CAP1104C44RAD0.2CAP1CapCapacitorC45RAD-0.2Cap11uFC46RAD0.4CAP1472C47RAD0.2CAP1FR207Default Diode, DiodeD9, D10DIODE0.4Diode2LED0Typical INFRARED GaAs LEDD11LEDLED01FR107DiodeD12DIOD

17、E0.4DIODE1D ZenerZener DiodeD13DIODE0.4D Zener1250V/2AFuseF2保险丝Fuse 21CON2J3接线柱2孔，绿色CON21InductorInductorL3A*IAL0.7Inductor1TRANS1L4UU10.5TRANS11mentHeader, 2-PinP3接线柱2孔，绿色Header 21IRF840N-Channel Power MOSFETQ5TO-220ABNMOS-21NTC9-5.0R33A*IAL0.4VARISTOR1Res2ResistorR34, R40, R42, R44, R46, R47A*IAL-0.4Res26100K/3WR35A*IAL0.7RES21Res2ResistorR36A*IAL-0.7Res215.6KR37A*IA