基于软件无线电的数字下变频器设计

1、    基于软件无线电的数字下变频器设计        许若圣, 周依林 时间:2008年06月23日     字 体: 大 中 小        关键词:        摘要：关键词：软件无线电(Software Radio)的基本思想是把A/D、D/A变换器置于收/发信机的天

2、线之后,用软件实现无线电系统的所有功能1。软件无线电技术实现的通信系统造价低廉，灵活性强，因此成为研究的热点。由于软件无线电系统强调尽量接近射频端进行采样，运算量很大，严重阻碍了它的应用，这就是所谓的DSP瓶颈。数字下变频器(DDC)是其中运算复杂度最高的处理单元，因此，研究其低运算量结构在软件无线电系统的设计具有重要意义。数字下变频器结构如图1所示。其运算复杂度主要由ADC采样率和低通信道选择滤波器的阶数P决定。在软件无线电系统中，ADC位于射频或高中频，因此Fs很高；同时，信道选择滤波器的过渡带宽很窄，因此阶数P很大。本文将研究多速率信号处理技术与滤波器设计技术相结合的方法，通过把混频和滤

3、波操作放在降采样之后，降低滤波器阶数和改进乘法器结构提高DDC实现效率。首先引入一种特定的基于FRM方法的FIR滤波器实现结构；然后基于此类滤波器实现DDC，并使用CSD对乘法器系数进行优化，计算复杂度，讨论相对传统方法的优越性；最后，给出仿真结果。1 基于FRM技术的FIR滤波器实现方法基于FRM技术实现的FIR滤波器如图2所示2。它包含两个并联的支路，每个支路由两个级联的FIR滤波器组成。由此法合成的FIR滤波器过渡带宽为G(Z)过渡带宽的1/M，一般情况下比屏蔽滤波器的过渡带宽要小得多。由于滤波器的阶数P与过渡带宽成反比，故当要求的FIR滤波器相对过渡带宽很窄时，以FRM结构实现FIR滤

4、波器比直接形式实现FIR滤波器具有更低的计算复杂度。G(Z)和GC(Z)是两个互补的FIR滤波器。它们的频率响应满足G()+GC(MA()和FMC()使用通带截止频率为MPMA()和FMC()对原型滤波器进行掩膜，获得通带截止频率为(2I- )/M，过渡带宽为2 /M的低通滤波器。如图3(b)。令fMA(n)=fRE(n)+j·fIM(n)，则fMC(n)=fRE(n)-j·fIM(n)，其中FRE(n)和FIM(n)均为实序列。假设原型滤波器的冲激响应为g(n)=(n)/2+j·gIM(n)。滤波器总的冲激响应为1： h(n)=gM(n)·fMA(n)

5、+gCM(n)·fMC(n)=fRE(n)-2·fIM(n)·gIM(n)(2)因此滤波器结构可简化为如图4，其中(2N-3)为原型滤波器的阶数。2 高效DDC实现结构通过适当选择参数，可以使得M整除K。利用多速率数字信号处理理论3，采用滤波器系数多相分解的方法，可以将降采样提前到混频和滤波器之前。由于大量运算放在低采样率一边，因此大大降低了运算量。具体变换方法参考文献4,这里不再赘述。具体实现电路见图5。由于采用了多相滤波与混频相结合的方法，必须对滤波器系数进行变换。其中各滤波器的系数变换为：3 CSD码优化滤波器系数CSD码优化滤波器系数是一种比较好的减少运算

6、量的办法5，如图6所示。一个整数X与另一整数Y的乘积的二进制表示可以写成： 对于标准二进制，由于sn=0时对应项Y2n并不参与累加运算，可以用另一种表示方法使非零元素量降低，使加法器的数目减少，降低硬件的规模和运算量。有符号数字量(SD)有三重值0,-1,+1，如果任意两个非零位均不相邻，即为标准有符号数字量(CSD)。 从B的最低位，设标志j=0，置初始进位C0=0； 用Bj+1,Bj和进位Cj以传统二进制算法生成进位Cj+1； 生成D的第j个数Dj=Bj+Cj-2Cj+1； j+1，并重复步骤直到j=n。可以证明CSD表示对给定数是惟一的并且是最少非零位的。研究表明，变换M位字长的二进制补

7、码数为CSD码，非零位的数目可减少到平均数的1/3。其流程图如图7所示。由于本文设计的DDC中使用的乘法除了几个混频操作外都是固定系数的，因此可用CSD码优化滤波器系数以减少系统所需的资源。4 DDC的仿真实现和计算复杂度分析本文使用simulink算法设计了一个数字下变频器进行计算机仿真验证。具体指标如下：ADC采样率为140MHz，载波频率为35MHz，降采样系数K为4，M为20。在140MHz的采样率下设计掩膜滤波器原型滤波器，其中掩膜滤波器由通带截止频率位12.25MHz，过渡带宽为3.5MHz，阻带衰减为20dB的59阶低通滤波器乘以exp(-jn/40)获得。原型滤波器由截止频率为

8、35.0MHz(-6dB)，滚降系数0.01的升余弦滚降滤波器乘以exp(-jn/2)，并将滤波器中的Z-1替换为Z-20本文利用simulink自带的滤波器设计软件，以直接实现的方法设计了一个600阶的通带截止频率为14MHz，过渡带宽为0.2MHz，阻带衰减为20dB的FIR滤波器，并与利用FRM技术设计的160阶FIR滤波器进行比较。如图9所示，在通带部分，两个滤波器有着几乎完全相同的频幅响应；FRM法比直接实现法获得了更好的阻带衰减，改进了滤波器的性能。在耗费的资源方面，由于多相分解与混频相结合的缘故，掩膜滤波器有一半的系数为零，因此只用了100个固定系数乘法；由于滤波和混频都在降采样之后，因此每个乘法器单位时间的运算量为原来的1/4；再估算由于采用了CSD数对滤波器系数进行了优化，所需乘法器资源是未优化时的1/3。综上所述，实现本系统所需要的硬件资源仅为常规方法实现的数字下变频的(100/500)×1/4×1/3=1/60，大大缓解了DSP瓶颈。本文针对软件