关于电子镇流器和电子节能灯的电磁兼容问题

1、关于电子镇流器和电子节能灯的电磁兼容问题一、电子镇流器和电子节能灯的电磁干扰源对电子镇流器和电子节能灯来说，要解决电磁兼容（EMC）问题，必须要了解电子镇流器和电子节能灯产生的电磁噪声来源，并把它限制在一定得电平以下，以免这些电磁噪声通过输入电源线传导到电网中去，造成传导干扰，对周围的电磁环境造成污染，并影响该环境内有关电子设备或系统的正常工作。至于辐射干扰，一般在EMC测试时基本上比较容易被通过。电子镇流器和电子节能灯中的电磁干扰源主要来自以下一些原因：元器件的固有噪声。它们主要有热噪声、散粒噪声、接触噪声等。但是在功率转换的电子应用中，这类噪声并不太重要，它只在信号变换、信息处理、通讯接收

2、等微弱信号处理中才有十分显著地影响。半导体二极管在开关过程中产生的电磁噪声。在快速开通和关断的同时，瞬时变化的电压和电流，如其di/dt很大，就会形成很强的电磁噪声，例如二极管在整流时由于非线性而产生的电流尖脉冲，不仅会产生二次、三次及高次谐波的干扰，而且还会形成连续频谱的电磁噪声，分布在较低的高频范围内。不过这一部分干扰很容易通过LC滤波加以滤除，例如低功率节能灯（不考虑输入谐波限制的要求时）要通过EMC认证并不困难。在采用可控硅（SCR）调光电路中，如通过改变可控硅触发导通角来改变输入电压，则可控硅触发导通角不同，对电磁噪声的影响也不同。当导通角由0°到90°增大时，S

3、CR开通和关断时对应的电网电压逐渐加大，造成的瞬态噪声也随之加大。这一类电磁噪声的影响同二极管在开关过程中产生的电磁噪声的影响相似。功率半导体器件（如双极型三极管、场效应管、IGBT等），在开关过程中，存在很高的di/dt。例如在半桥逆变电路中开关管电流ic虽然基本上接近半个正弦波9见第三章介绍），但在其开始处有一个幅度较大的尖脉冲，它的重复频率高而电流变化速度快，通过线路或元器件的引线电感、分布电容，产生很大的瞬态电压或电流，并有可能引起寄生振荡。开关重复频率高、开关速度愈快、开关电流愈大，所引起的瞬态电磁噪声也愈大。在电子镇流器中，这类电磁噪声的影响最严重，是传导干扰主要来源，也是不容忽视

4、的。它在交流电网输入线上直接产生两类传导干扰：差模与共模噪声。所谓差模干扰信号是指在相线L和中线N之间存在的相位相反的干扰信号，而所谓共模干扰信号是指相线L与地G间以及中线N与地G间存在电位相同、相位也相同的干扰信号。后一类干扰是来自空间的辐射、感应或串扰，对每一根电源输入线的作用是相同的，因而是共模的。为达到电磁兼容的要求，上述两种噪声都必须设法加以滤除，其中共模干扰信号滤除起来比较困难，只有采用共模滤波器才成。应该说明，电子镇流器内部这类高频开关信号，开关频率越高（如80KHZ以上），其电磁干扰严重，越不容易满足EMC要求，而且还会产生高次谐波的辐射噪声，对辐射干扰的影响也不容忽视。在有源

5、功率因数控制（校正）电路中，输入电流是一串重复频率由几十千赫到100KHz的三角波。由于这些脉冲电流直接出现在电源输入线上，包含的谐波频率又很丰富，可达几兆赫乃至几十兆赫，所以，它形成的电磁噪声的强度使很大的，对传导干扰的影响是很厉害的，也是不容忽视的。在采用高频泵电路或双泵电路的无源功率因数校正线路中，功率开关的高频开关信号通过反馈元件加到输入端，由电源进线送进电网中，形成传导电磁干扰。在采用这类电路时，一定要采取良好的滤波电路、合理的元件参数，滤除差模与共模噪声，否则EMC测试时很难过关的。荧光灯管的辉光放电和弧光放电，其中弧光放电的干扰强度比辉光放电干扰强度要大，也会产生电磁干扰，但它们

6、主要是辐射干扰，对电子镇流器的传导干扰贡献不大。二、如何减小电子镇流器中的传导干扰如何满足对电子镇流器的电磁兼容要求，通常采用的措施有电路布线设计、屏蔽、节地及滤波等。1 电路布线设计产品内部的干扰主要来源于寄生耦合，在电路设计时要抑制形成寄生耦合的那些寄生参数。在实际布线时，将不同工作频率的走线分开，高压与低压的走线分开；处于强磁场的地线不应形成地回路，以免感应出地环电流而造成干扰；产生电磁场较强的元器件和对电磁场敏感的元器件布置时应互相垂直、远离或加以屏蔽以减少互感耦合；各级电路最好按电原理图顺次排列，而不要交叉排列，务必使各级电路自成回路，前后电路间避免形成不良的寄生反馈。PCB的布线应

7、尽量缩短，输入线（电源）最好远离带有高频电流的导线，例如灯丝线，所以电源线同灯丝线分别处于镇流器的两端，就会更容易满足EMC要求。有时有于高频磁场的感应而使传导干扰在某些频段超标，即使加大电感和电容也无济于事。在产品设计时，一定应充分考虑必要的EMC控制措施，预先留一些放置某些元器件的位置。在产品试制时，通过实验，在满足EMC要求的前提下，逐次将不必要的、可有可无的、价格昂贵而作用不大的元器件去掉，这样在大量生产时即能降低成本而又能满足对EMC的要求。2、外壳接地外壳接地有如下几个作用： 实现对电场的屏蔽，用屏蔽来削弱外界噪声引起的干扰。如对某些元器件单独进行小范围的屏蔽，其抑制电磁干扰的效果

8、会更好。 接地具有很低的阻抗，使系统中各路电流通过该公共阻抗直接接地（大地，具有恒定不变的电位），例如电源的相线及中线通过Y电容，接外壳及大地，可以减小系统的传导干扰噪声。为避免漏电，Y电容一定要能够承受较高的耐压。 保证人身和设备安全，这类接地分为防止设备漏电的安全接地和防止雷击的安全接地两类。照明电器通过电网供电，如绝缘击穿则机壳带电，会危及人身安全。将电路的接地端与机壳相接，再让机壳与接大地接地体相连，两者间的连接电阻通常约为510，万一机壳漏电，当人体接触带电外壳时，大部分漏电流将被接地电阻分流，使流过人体的电流大大减小，保证了人身的安全。3、加装去耦电容在开关管附近的电源加装去耦电容

9、，使开关管开通瞬间所需的电流不再由电解电容提供，而由去耦电容就近为器件产生的I噪声电流提供一个电流补偿（chang）源。一般去耦电容用一个电容量较大的电容和容量较小的电容（相差100倍）并联来担当。在第三章图3-4中C7、C8就能起到去耦电容的作用，为了节省成本，不用再另加去耦电容了，如不接去耦电容，则开关管开通瞬间的所需的I由电源提供，在电源及接地系统中会引起电流的波动，从而在PCB的走线上产生电流噪声。此外，在电子节能灯和电子镇流器的半桥逆变电路中半桥中点和地（或电源正端与半桥中点）之间所接的电容，能减小开关管电流两个电流尖脉冲的幅度。这样，即可以减小电磁干扰，又能降低开关管的发热程度。对

10、这个电容参数的选择一定要认真对待，合理取值。4、采用无源滤波器采用无源的EMI滤波器是抑制传导干扰最有效的办法，滤波器接在电子镇流器的电源输入端和整流器之间，信号源即噪声源自镇流器内部，而其负载则是电源输入端。应当注意，在选择滤波器的LC元器件时，一定要根据电子镇流器的功率容量，使它们能承受相应的电流及电压，即要求它们有足够的无功功率容量；此外，对LC元件的寄生参数也要严格控制，它的制作工艺、元件的安装位置、连线方式和路径都会对EMI滤波效果有所影响。在设计电子镇流器的EMI滤波器时，除了对滤波效果有所要求（在9kHz30MHz频率范围内获得最有效的滤波效果）外，还要求电路结构最经济、占用的空

11、间最小、而花费的生产成本有最低，以取得最高的性价比。对滤波器的分析课采用图11-2所示的滤波电路（四端网络）来进行，图中作为滤波器四端网络的输入端与噪声源相接，而输出端则与电网相接，各种高频电磁干扰及瞬态噪声通过传导耦合进入电网的噪声电平，由于滤波电路的滤波作用，能够将其减小到可以接受的电平。滤波器抑制电磁噪声的效果好坏，可以用插入损耗（Insertion Loss）IL来表示： IL=10lg P1/P2 （11-2）式中，P1为不接滤波器时从噪声送到负载ZL上的功率，P2是接入滤波器后传送到负载上的功率。显然，插入损耗越大，滤波效果越好，对传导干扰的抑制作用越大。应当注意，对图11-2的分

12、析并不是一件容易的事情。因为在这里噪声源Ug的特性、其内阻抗Zg的特性以及负载阻抗ZL的特性，都是未知的，特别是要建立噪声源特性的数学模型是十分困难的。一般来说，噪声源的电压Ug和阻抗Zg跟电子镇流器的线路形式、电路结构、布线形式、工作频率及电路的元件参数等诸多因素有关，阻抗Zg可能在较宽的范围内变化。作为滤波器的负载阻抗ZL也是不确定的，因为它和该电子镇流器在电网中的连接点位置有关，并且会随电网中用户用电情况而随时发生变化。所以EMI滤波器与噪声源及负载阻抗ZL之间是不可能匹配的，对它的分析就应按不匹配的条件来进行，因而不能直接引用信号滤波器的一些分析结果（那时阻抗是匹配的，信号传输无反射）

13、。可见，完全想通过数学计算来设计EMI滤波器在一般工厂中是不现实的。比较普遍的办法是通过实验搜索，辅之以对结果的理论分析，在进行试验，直到取得满意的结果。EMC滤波器主要是由串联电感和并联电容组成的低通滤波器，由于电磁干扰信号有两种形式，即差模干扰和共模干扰，所以EMC滤波器也有两种形式。上图是能够抑制共模干扰的滤波器，图中Lc是共模电感，它绕在一个磁芯上（UF型）不加气隙，其同名端都处在电源的输入端上，因此电源电流流过两个绕组时大小相等而方向相反，对工频磁场不会有饱和问题。它对共模干扰有很强的抑制能力，但对差模噪声的串联阻抗较低，等效电感为Lc=2（LcM）=2Lc（1）0，没有抑制能力。

14、图为11-4是既能抑制差模干扰，又能抑制共模干扰的EMI滤波器，图中Lc为共模电感，Ld为差模电感，可用工字形磁芯，此电感一般为25mH，其值越大，滤波效果越好，但电感的损耗会增加，会引起整灯温度升高，使光效降低，这是不足之处。由于是开放磁路，其漏磁及磁阻均较大，发热较严重；如用E型磁芯，其漏磁可减少，有助于通过对EMC的要求。一般来说，对9150kHz低频段采用差模滤波器比较有效；而对150kHz30MHz的高频段采用共模滤波器比较有效。 这里所介绍的EMI滤波器是互易的，它既能抑制电子镇流器的电磁干扰进入电网，又能抑制电网内存在的电磁干扰进入电子镇流器中。 应当说明，带共模电感的EMI滤波

15、器的元件参数，不能按没有互感的滤波器所得到的公式进行设计。通常要先决定所采用的电路结构，然后利用共模等效电路，用网络分析理论，求出它的共模插入损耗，计算必须借助于计算机。即使对一个比较简单的滤波器，也至少要建立46个电流环，并且在许多频率下加以论证。因此用理论计算的方法确定元件参数是很麻烦的，对一般工厂电路设计工程师来说也是不现实的。三、在工厂条件下如何判断EMC滤波器的滤波效果在一般的工厂中受经济条件的限制，不会购置专用的电磁兼容、传导干扰测试系统，建议可按以下方法对EMC测试结果做出初步判断。 根据对镇流器输入特性的功率因数PF及输入电流总谐波失真THDI在宽带及窄带测试下所得的数据差异来

16、反映EMI滤波器的滤波效果。一般来说，窄频带及宽频带下测试的数据差别越小，则滤波器的滤波效果越好。如所熟知，功率因数PF与总谐波失真THD1两者间存在一定的关系： 其中1为基波电流I1与输入电压UI（t）之间的相位差，基本上等于输入电流峰值与电压峰值相位（这两个相位均可由HB3-A测得）之差。在低功率因数电子节能灯中，1在15°30°，而高功率因数电子镇流器中，1在0°10°，视具体电路而定。已知PF可以求得THDI（见上11-4）在采用EMI滤波器时，如其插入损耗较大，滤波效果较好，则在输入端出现的高频干扰噪声不大，因而在宽带和窄带测试时，所得两个数值

17、差别不大。但如果滤波效果不好，则THDI的值差别较大（尽管功率因数差别可能并不大）。这是因为在输入电流中含有很多次谐波含量及杂波干扰信号，在窄带测试时被测试仪器的低通滤波器（其带宽仅为5KHz）所限制。故其PF值较真实值要大，而THDI较真实值要小一些。而在宽带测试时，各种高次谐波及杂波干扰信号起作用，测得的PF值较窄带测试所得的值较小，而THDI值较大。两者差异越大，说明在输入端出现的5KHz以上的高频干扰信号越大，镇流器大的输入端的传导干扰越严重，自然通不过EMC测试了。应当说明，宽带和窄带测试所得的THDI及PF值差别较小仅是一个必要条件。但不是一个充分条件。这就是说，如果两者差别较大，那么EMC滤波器的滤波效果肯定不好，EMC测试也肯定不能被通过；反之，如果两者差别较小，EMC测试就有可能通过（但并不能肯定一定能被通过），这时你可以把样品送去检测，由测试部门正式测试，来确定样品是否EMC已经过关。在电源线的输入端的L线（或N线）上串接15/0.5W的小电阻，用20MHz的示波器（示波器的电源要对地隔离）直接观察输入电流