飞机电源系统课程设计 (2)

1、飞机电源系统课程设计脉冲调频式（PFW）飞机交流发电机电压调节器 组员： 黄 凯 131142610 康 琦 131142612 李言涛 131142614 刘健钧 131142617 刘 帅 131142618 卢毅航 131142620 马昕鹏 131142622 目录一：任务提出 1 二：设计方案 2.1工作原理 2.2比较电路 2.3振荡电路 2.4功率放大 三：调压器工作过程 四：设计综述 1 任务提出：设计题目：脉冲调频式（PFM）飞机交流发电机电压调节器设计二设计内容：（1） 熟悉晶体管调压器的工作原理，给出脉冲调频式电压调节器原理框图。（2） 测量比较电路的设计（电路图、工作原

2、理）（3） 振荡电路的设计（电路图、工作原理）（4） 功率放大电路的设计（电路图、工作原理）三：设计要求：调压系统应具有抗干扰能力强、调压精度高的特点，可为各种航空交流发电机电压自动调节的工程实现提供参考。一：晶体晶体管管调压的工作原理 晶体晶体管管调压是以大功率晶体管或场效应管作为开关原件，控制交流励磁机的平均励磁电流，以达到调节电压的目的。如图所示，图中大功率晶体管BG串联在激磁机激磁线圈Wjj电路中，用来控制激磁机的激磁电流。通过设置晶体管基级电压的大小，使其工作在开关状态，等效电路如图(b)示。 晶体管调压器的控制方式有两种，脉冲调宽（Pulse Width Modulation,PW

3、M）和脉冲调频式（Pules Frequence Modulation,PFM）。现在主要采用的是脉冲调宽式，但脉冲调频拥有更高的稳定性，所以在这介绍脉冲调频式电压调节器。 根据功率管导通和截止期间的电压平衡方程可解出 i on 、 i of 的表达式，从而可求得在一个工作周期内，激磁电流的平均值为： 式中，为大功率管的导通比，其表达式为： =t1/(t1+t2)=t1/T 在功率管的控制下，激磁电流的平均值 I jj与功率管的导通比成正比。只要使功率管导通比随发电机工作状态的变化而作相应的改变，就可以控制激磁机的激磁电流，从而使发电机的端电压在一定范围内可调。而改变导通比的方法有两种，一是改

4、变其分子，保持工作周期不变；一是改变其分母，保持分子不变。这两种方法对应着电压调节器的两种基本形式，即脉冲调宽式电压调节和脉冲调频式电压调节。 所以调宽电路是保证T（t1+t2)不变，改变t1的调节输出电压的。 调频电路则是保证t1不变，改变t2的时间长短来调节输出电压。 脉冲调频式电压调节器的总体设计方案如图所示。 主要由测量比较电路、振荡器、脉冲发生器和功率放大电路组成。 测量比较电路实时敏感发电机的输出电压 U F ，并与额定电压进行比较，输出电压 U 与发电机电压的偏差成正比，该电压输入振荡器，振荡器的振荡频率与电压 U 成正比，振荡器的输出经脉冲发生器得到一列宽度 t 1 相等而频率

5、与电压 U成正比的脉冲波。这些脉冲波控制功率放大电路中的大功率晶体管的导通比，以调节发电机的激磁电流，从而达到调节发电机输出电压的目的。二测量比较电路的设计 测量比较电路由降压变压器、整流器和比较电桥组成，其原理电路如图所示。三项交流电通过6个二极管整流成为直流电方便比较，即在D可以获得三项交流电的平均电压等效的直流电。电阻W可以并联一个滤波电容。在A,B的电压UAB是W上可调部分电压与DZ稳压二极管电压差。从而获得三项电路的电压变化情况。 根据交流发电机线电压向量图与三相桥式整流器的输出电压波形，可推导出三相全波流电路输出电压的平均值为： 由式(3)可知，整流器的输出电压 U zp 与三相线

6、电压的平均值成正比，调压器按三相电压的平均值进行调节。采用该调节方式，只保证三相电压的平均值基本不变。若三相负载不平衡，则各相电压不同，特别是当某一相发生短路时，其它两相的电压势必过高，这是此种调节方式的不足所在。实际工程中，由于正常相的相电压高出额定电压的数值比固定相电压调节时小得多，因而对用电设备的危害程度也相对较小。为了弥补按三相电压的平均值进行调压的不足，故障状态时可设置最高相电压敏感电路限制最高相电压。三：振荡电路设计 脉冲调频式电压调节器设计的关键在于设计振荡器，并使其振荡频率与偏差电压 U 成正比。本文采用LM331线性集成电路(VOC)作为核心器件 3 完成振荡电路的设计， 图

7、是由 LM331 组成的电压频率变换电路。外接电阻 Rt 、Ct和定时比较器、复零晶体管、R-S触发器电压-频率变换器工作原理等构成单稳定时电路。当输入端Vi+输入一正电压时,输入比较器输出高电平,使R-S触发器置位,Q输出高电平,输出驱动管导通,输出端fo为逻辑低电平,同时,电流开关打向右边,电流源IR 对电容CL充电。此时由于复零晶体管截止,电源 Vcc 也通过电阻 Rt 对电容 Ct 充电。当电容 Ct 两端充电电压大于 Vcc 的2/3 时,定时比较器输出一高电平, 使 R-S 触发器复位,Q 输出低电平,输出驱动管截止,输出端 fo 为逻辑高电平,同时,复零晶体管导通,电容 Ct 通

8、过复零晶体管迅速放电;电流开关打向左边,电容 CL 对电阻 RL放电。当电容CL 放电电压等于输入电压 Vi 时,输入比较器再次输出高电平,使R-S触发器置位,如此反复循环,构成自激振荡。 右图画出了电容 Ct、 CL 充放电和输出脉冲 f0 的波形。设电容 CL 的充电时间为 t1,放电时间为 t2,则根据电容 CL 上电荷平衡的原理,我们有:(IR-VL/RL)t1=t2VL/RL 上图为电容充放电输出波形图：从上式可得:f0=1/(t1+t2)=VL/(RLIRt1) 实际上,该电路的VL在很少的范围内(大约10mV)波动,因此, 可认为VL=Vi,故上式可以表示为:

9、f0=Vi/(RLIRt1)可见,输出脉冲频率 f0 与输入电压 Vi成正比,从而实现了电压-频率变换。式中IR由内部基准电压源供给的1.90V 参考电压和外接电阻Rs决定,IR=1.90/Rs,改变 Rs 的值,可调节电路的转换增益,t1 由定时元件 Rt 和 Ct 决定,其关系是：t1=1.1RtCt, 典型值Rt=6.8k,Ct=0.01µF,t1 =7.5µs。由 f0=Vi/(RLIRt)可知,电阻 Rs、RL、Rt 和电容 Ct 直接影响转换结果 f0,因此对元件的精度要有一定的要求,可根据转换精度适当选择。电容CL 对转

10、换结果虽然没有直接的影响。但应选择漏电流小的电容器。电阻 R1 和电容 C1 组成低通滤波器, 可减少输入电压中的干扰脉冲, 有利于提高转换精度。所设计的原理电路如图4所示。结合芯片内部电路，该振荡电路利用比较器将7脚输入的正电压 V IN 与6脚电压 V X 进行比较。若 V IN > V X ，则比较器处于单触发工作状态。该状态下触发器的输出接到逻辑输出部分，即开集电极晶体管与开关构成的电流源 I ，在周期T 期间，逻辑输出低电平，同时电流从电流源流出。若过了单触发器的周期 T ，逻辑输出变为高电平，没有从电流源流出电流，这时电流源结束对RL-CL充电电路供给电荷 Q ( Q = I

11、0*T )。若 Q 使电压 V X 增大，比较器再次工作在单触发器工作状态，电流源再次对RL-CL充电电路供给 Q ，这个过程持续到 V X > V IN 。若 V X > V IN ，电流源断开，则 V X下降直至 V X = V IN ，该动作延续1个周期。这样 V / F 转换器以稳定状态不断重复振荡，而且为保持 V X > V IN ，电流源以足够快的速度为电容供给电荷，因此，电容CL的放电速率与 V X / R x 成比例，即电路工作频率与输入电压成比例。图中， R s 为基准电流设定电阻，其阻值设为14k，这时，充电电流约为140A，对应的转换频率 f o = 0

12、.486×Rs × V IN /（RB R0 C0） (kHz/V)，式中， R0 C0为输出脉冲宽度的时间常数。测量比较电路的输出信号，经差动放大电路放大，作为振荡电路的输入信号。该信号电压可能为正，也可能为负。为满足 V / F 转换器只对正电压响应的要求，利用 R 1 、 R 2 、 R 3 和稳压电源E构成分压电路，使V/F转换器的输入电压始终为正。由于输入电压较大或较小时，比较器的失调电压会引起输出误差，因此，综合考虑各种误差的影响，将其输入电压调整在16V之间，其大小由 V = E -( E - V IN ) R 1 / ( R 1 + R 2 )决定，与输入电

13、压成比例。四.功率放大电路设计 功率放大电路采用LM386集成芯片进行设计，该芯片具有自身功耗低、电压增益可调整、电源电压范围大、外接元件少和总谐波失真小等优点。所设计的电压增益最大电路。 LM386是一种音频集成功放，具有自身功耗低、更新内链增益可调整、电源电压范围大、外接元件少和总谐波失真小等优点的功率放大器。 2脚为反相输入端，3脚为同相输入端，电路采用单电源供电引脚6和4分别为电源和地，输出端(引脚5)外接茹贝尔网络输出，与芯片内部晶体管T 2 的发射极相连，形成反馈通路，并与内部两电阻( R 5 和 R 6 )构成反馈网络，引入了深度电压串联负反馈使整个电路具有稳定的电压增益。引脚1

14、和8为电压增益设定端，引脚7和地之间接旁路电容，其值为10F。调压器的工作过程将上述各模块电路进行交联，可得到基于集成电路设计的脉冲调频式电压调节器总的原理电路。工作过程如下：发电机负载电流减小时，发电机电压升高，经变压器降压、三相全波整流滤波和桥路分压后，测量比较电路的输出电压 U AB 升高。该电压经过一个比例积分式运算放大器，加到图4所示的电阻 R 2 和 R 3 之间，输出的信号经分压电阻 R 1 R 3 成比例转换成正电压 V IN 送到LM331的脚7，LM331内部通过比较 V IN 和 V X 大小来控制震荡频率。电容 C L 的放电速率与 V X / R x 成比例，也就变成

15、了电路工作频率与输入电压成比例。UAB越大， V IN 越大，则频率越高。频率越高，在宽度一定的情况下，经LM386功率放大电路使交流激磁机激磁线圈的导通比减小，所以交流激磁机的激磁电流 I jj 减小，而发电机的激磁电流 I j 与 I jj 成正比，因此， I j 减小，发电机输出电压降低，从而使发电机输出电压稳定在额定范围内，完成调压功能。 若负载电流增大，则 U AB 越小，V IN 越小，则频率越低。频率越低，在宽度一定的情况下，经LM386功率放大电路使交流激磁机激磁线圈的导通比增大，所以交流激磁机的激磁电流I jj 增大，因此， I j 增大，发电机输出电压升高，完成电压调节功能

16、。 当发电机负载电流不变时，测量比较电路输出电压为0，功率放大电路输出脉冲信号的频率不变，所以发电机的激磁电流不变，发电机输出电压保持不变。 设计综述利用飞机交流电源系统实验平台，与某型三级式航空交流发电机进行对接调试，试验结果表明调节器能够长时间稳定可靠的工作，达到稳定发电机输出电压的要求。调压精度稳定在 U 额定 ±0.5V内。利用Multisim仿真工具 6 ，得到测量比较电路和振荡器电路在发电机电压变化时输出的波形如图6所示。图6中，图6(a)对应发电机电压为额定电压时的波形；在负载变化引起发电机电压变化时，振荡电路的输出波形也随之发生变化。负载增大，发电机电压减小，在输出脉冲宽度一定的情况下，工作周期变窄，如图6(c)所示)，由式(2)可知，末级大功率晶体管的通比增大，交流激磁机的激磁电流