输出高频脉动电流无电解电容电源

1、输出高频脉动电流的无电解电容器的交流输入高功率因数LED电源拓扑摘要：用50或60Hz交流电来供电的发光二极管（LED）通常需要在电源电路中用电解电容作为直流转换：1）平衡输入和输出之间的能量;2）以尽量减少通过发光二极管输出纹波电流的低频部分。然而，电解电容器的寿命比LED的寿命要短得多。因此，为了最大限度地提高照明系统的潜在寿命，本文提出了一个新型的不需要任何电解电容器或复杂的控制电路来降低输出的低频纹波电流的脉冲电流驱动型电源。本文提出的电路结构简单，并且只用一个开关来简化控制器的设计。该电路能降低储能电容至uF范围内，能够用薄膜电容器来代替短寿命的电解电容器。本文提供了该电路的工作原理

2、和理论分析。本文提供了一个9W的LED的模拟和实验结果，以突出本文提出的电路的优点。关键字：效率 电解电容器 发光二极管（LED）功率因数一、总体介绍由于固态灯具有超高的效率，因此为了降低在照明上消耗的能源，像LED这样的固态灯越来越多的取代了白炽灯。与荧光灯不同的是，LED灯能够被瞬间点亮。由于灯的结构中不包含任何的汞，因此LED也是对环境友好的一种灯具。目前市场上的LED灯具包含两个主要部分：电子驱动电路和半导体发光二极管组。在住宅或商业照明中输入交流线频率通常是50或60Hz。给LED之类的照明设备中输入的交流谐波符合IEC的1000-3-2级的标准。此外，美国能源之星项目强制要求商业照

3、明应用中的LED的输入功率因数必须超过0.9。图1、典型AC-DC的单级电源常用的有源功率因数校正LED电源电路，通常是图1中展示的单级开关模式直流-直流转换器（降压式或反激式）或者图2中展示的包含带有功率因数调整的前端升压的两级转换器。在交流输入端输入一个接近于正弦波形的电流， LED电源电路的输出端通常需要接一个大输出电容来平衡传递到负载LED的脉动输入能量和直流输出能量。LED电流的低频纹波电流发生大的变化时能够引起可能会损害人视力的可见的闪烁。通过在电路中大量使用二级直流-直流变换器来允许使用小的储能电容，但是驱动电路的元件数量、尺寸和成本却增加了。图2、典型AC-DC的两极电源为了满

4、足LED电源对大小和成本的要求，储能电容器面临的一个关键问题是：由于LED高能量密度、低成本的优点，在目前的商业LED灯通常使用电解电容器作为储能电容器。在LED电源电路中使用电解电容器带来的一个主要的问题是电源电路的寿命和LED发光装置寿命之间的不匹配。预计LED发光装置的寿命至少也有50000小时，而一般的电解电容器的寿命通常只有10000个小时。关于电解电容器的可靠性问题，我们还要考虑电解电容器对工作温度、纹波电流的敏感度，和内部等效串联电阻等的要求。有人提出了几种无电解电容的LED电源的解决方案来延长整个LED照明系统寿命。每种解决方案有其自身的优点。例如，【12】中使用了输入电流谐波

5、平衡在LED负载的能量的控制方法。在【13】-【16】中，几个使用多个开关的单级拓扑结构，例如在输出级使用双向降压-升压电路来吸收PFC转换器脉动电流中的交流分量；或者通过在电源电路中使用多个快速恢复二极管来实现交换技术，除了使用传统的升压或反激式功率因数校正器，【19，20】中讨论了PFC采用耦合电感电路技术.在【19】中，基于PFC变换器的耦合电感来自于一个降压-升压转换器；在【20】中，PFC单开关电路的耦合电感应用于LED电源。然而，在20中的PFC开关需要处理PFC电感电流和LED电流。因此，开关受到非常大的电流和电压，这使得效率很低。最近，有人提出了一项带有脉冲电流或脉冲电流的LE

6、D电源技术，以提高发光二极管的发光强度稳定性。当发光二极管被很高的直流电流驱动时，发光水平趋于饱和，进一步增加驱动LED的直流电流可能会导致更高的散热量和更多的功率损耗。在23中，它已被证明，当测试LED由占空比高于50%波形的电流驱动时发射光线的功率开始饱和。另一方面，在LED被脉冲电流驱动时，必须要注意电流的最大值。电流峰值应低于由制造商给出的推荐值，该推荐值因发光二极管的类型不同而不同。他们的寿命和发射功率特性也各不相同，这取决于通过发光二极管的电流。例如，一个报告测试结果中，为一组发光二极管通有700mA的正向电流和6.8V的正向电压，并且脉冲电流的占空比大于40%-50%，发光二极管

7、没有显示出任何其寿命衰减的迹象。在另一个测试中，为一组发光二极管通有500mA的正向电流和4.2V的正向电压，并且脉冲电流的占空比大于50%，连续通电时间超过20个小时，此时发光二极管比仅仅由直流驱动时的功率高出约8%-9%。图3、LED电源的脉动电流（a）直流输入（b）交流输入有人在2627中已讨论过为LED供电的低频脉动电流，而在28中着重论述了没有使用储能电容器的直流输入应用电路中的高频脉动电流。图3（a）中表示出了影响LED的几种高频脉动电流波形，并且图中还说明了在连续导通模式下的CCM降压式、CCM 反激式的输出电流和不连续导电模式（DCM）反激式变换器的输出电流。然而，从电路拓扑结

8、构的角度来看，当谈到图3（b）中所示交流输入应用电路时，出现了同样的问题：在电流输出中出现了两倍的线频率的纹波电流。通过对国家最先进的无电解电容器电源的缺点和优点进行总结，可以知道大部分的解决方案提出需要比较复杂的功率电路拓扑结构（即多个开关或分成多级）或电流控制技术来降低储能电容器的大小。本文的目的是开发一个应用于住宅照明的无电解电容器的简单可靠的高功率因数的LED电源。本文提出了一种高功率因数的LED电源拓扑结构，这种电源拓扑结构可以提供高频脉动电流，并且不需要任何降低发光二极管中的低频纹波电流的电解电容器。它是一个单级单开关拓扑结构，并且它不需要任何反馈控制电路来调节LED电流中的低频纹

9、波。本文也将会详细解释所提出电路的操作阶段及其特性。本文组织如下：第二部分介绍所提出的电路及其工作原理、理论分析和电路设计规范；第三部分通过提供一个设计实例，来讨论基于9W的LED在120mV有效值的测试电压下的仿真和实验测试的工作性能。图4、该电路推导：（a）反激变换器的级联。二、电路描述该电路是基于图4（a）中两级串联DCM反激式变换器的概念的派生电路。图中还表示了Lm1的和Lm2的初级线圈的的电流波形。假设M1和M2在相同的开关频率和占空比下工作；然后当开关闭合时iLm1和iLm2会同时线性上升；当开关断开时iD1和iD2会产生放电电流。仔细观察图4（b）中级联反激变换器中间阶段。图4（

10、b）中表明次级绕组Lm1和初级绕组Lm2之间会形成磁性耦合。在这种情况下，当负载与初级绕组Lm2串联，电压源和次级绕组串联，然后负载将由高频脉动三角波驱动。在输入电流流经二极管而不是开关的条件下，由此产生的电路成为传统反激变换器的“镜像”。图5、（a）本文提出的脉动电流LED电源（b）整流电压源的等效电路本文所提出的高频脉动电流驱动的LED电源的最终电路，如图5所示。本文提出的LED驱动电源由一个MOSFET（M），一个快速恢复二极管（D1），储能电容（CD），高频率的滤波电容（C1），和一个二绕组（NP 和NS）耦合电感的电感（LM），其中LM是电感提到了初级线圈一侧。此耦合电感作为所提出的

11、电路的关键组成部分，它具有两个主要功能：1）为了能够明显减小抑制输出纹波的电容，它在一个线周期内将所需能量的一部分反馈给直流母线电容器；2）串联连接的电感（LM）和开关（M）在LED的输出端提供了一个高频脉动电流。图5（b）展示了所提出的LED电源的等效电路，输入电压源由整流电压源Vr代表，每一个LED都由近似线性电路模型所替代。在这个部分，本文将会给出该电路的工作原理以及该电路的数学分析。2.1电路工作原理本文提出的电路的工作阶段在省略CO时的一个开关周期内可分为三个不同的阶段进行分析，如图6（a）所示。图6中输入电压源代表整流输入电压。图7显示了该电路的主要工作波形。图6、本文所提电路的工

12、作阶段（a）没有CO （b）有CO阶段1：t0t t1：门信号（vG）增大后，开关M闭合，由于耦合电感的次级绕组（LSEC）的电流流动导致流过LED的电流（iOUT）增加。如果（1）式表示了LED的输出电压，rD是LED的导通电阻；m是串联连接的LED的数量；（2）式给出了iOUT 和vOUT之间的关系，其中n是匝数比NP / NS；Vdc的Cd上的平均电压；那么将（1）式代入到式（2a）得到式（2b），然后通过求式（2b）解微分方程求出iOUT，得到式（3）的最终表达式。iOUT的峰值，这也是MOSFET的最大电流。我们在t=dTs时刻取得最大值，最大值可由（4）式表示。阶段2：t1t t2

13、：门信号（vG）变成0后，开关M断开，由于vds开始上升，其值可由（5）式表示；由于Lm的两绕组的极性相反，D1导通，储存在 LSEC中的能量通过Lm的初级线圈开始转移到Cd中去。由于vdc比vr的电压高，vL1变成负值，iL1 开始线性增加，如（6）式所示，其中1 是Lm电流的放电周期。阶段3：t2tfL的条件下可以通过一个二重积分近似的获得iL1，RMS，即（27）式。基于（6）式，iL1可以表示成d和1的函数，即（28）式。（27）式的最终表达由（29）式给出。该式中的线周期TL和iL1，pk由（9）式给出。方程（29）将用于在原型设计实例中选择二极管D1。2.5 储能电容器的计算储能电

14、容器Cd对于决定电流的低频纹波是至关重要的。在本文提出的电路中，Cd上的电压并不是负载LED的电压。如前所述，Cd上的电压从输入的线电压开始逐渐上升，因此，Cd的等效负载电阻变大。在Cd上变化的能量（E）由（30）式给出。该式中的Vdc，max和Vdc，min是图10中的Vdc的最大值和最小值。进一步简化（30）式得到（31）式。可以看出，（31）式中间的那项与Vdc是相等的，并且在（32）式定义了图10中的E。通过结合（31）式和（32）式，可以得到（33）式。从（33）可以观察到，如果输入相同的平均功率而Vdc增加，所需的电容可以减小。方程（33）将被用来在设计实例中确定所需的电容。图10

15、、Vdc的波形分析图11、峰值电流控制的控制框图图12、理论功率因数和输入电流的THD性能图13、模拟输入电流iS2.6 LED电流调节为了保护LED照明设备免受过驱动电流的损害，一个简单的峰值电流控制可以实现对（4）式中的发光二极管的输出峰值电流的调节。图11显示了电流可调LED电源的系统图。我们可以用一个简单的二极管包络检测器获得输出电流的峰值。我们通过一种电流调节器通过调整M的占空比就可以控制其电流峰值。通过对输出电流峰值iOUT,PK的控制可以实现对平均输出电流iOUT,avg的间接控制，见（34）式，其中a=-mrDn2/Lm。图14、模拟输入电流iOUT三、设计实例及性能为了验证本

16、文所提出的电路的功能，该电路是首先在PSIM 9.1中模拟一个9W LED灯。测试输入电压有效值范围是从85到130 Vrms，电压的开关频率为100 kHz。本设计中使用的LED装置是：MX3SWT-A1-0000-000AE5， Cree公司生产的X系列的灯具。由于发光二极管是由脉冲电流驱动，在设计电路时必须注意其电流峰值。根据制造商的数据表25，建议在占空比为50%时，最大驱动电流为350毫安；占空比为10%时最大驱动电流为525毫安。因此，在该设计实例中，设计的电源电路将提供一个峰值为350毫安和最大占空比为45%的输出电流。根据数据表可以知道每个LED有一个10.2 V的电压降。基于

17、（34）式，平均输出电流iOUT,avg为79 mA。因此，十个相互串联的发光二极管组的输出功率为8.06 W。图15、模拟Vds图16、模拟iL1和Vds图17、CO等于5.6nF时模拟iOUT、vout和Vds图18、没有CO时模拟iOUT、vout和Vds图19、实验原型的照片（a）俯视图 （b）仰视图图20、线电压VS和线电流iS（a）有效值为85V （b）有效值为120VVS:50V/div ；iS ：0.1A/div在该电路输出功率为8.06 W，效率至少85%的设计要求下，可以计算出平均输入功率为9.48 W。该电路是根据120 Vrms的额定电压进行设计，这要求VP的峰值是17

18、0 V。我们知道Vdc必须大于VP。通过（18）式可以知道值对输入功率因数有很强的影响，并且通过该式绘制了Vdc的函数图，即图12。从图中可以知道，当Vdc与VP接近时，功率因数会下降明显，在Vdc与VP几乎相等时这与图9中所示的理论电流波形是一致的。当Vdc增加，值下降，功率因数明显增加。然而，进一步降低值，功率因数会有轻微的下降，这可以由图9中显示的波形证实。这与图9所示的理论波形有很好的一致性。根据图9，当值减小时，输入电流的波形变得更加像方波，因此输入功率因数下降。其结果是，当输入电流变为纯方波波形时可以实现最低功率因数为0.9。理论功率因数与输入电流总谐波失真（THD）之间的数学关系

19、见（35）式。图12的底部显示理论线电流总谐波失真THD和Vdc之间的关系。在本设计实例中，设置为0.7，这意味着直流电压243 V（图12中用红色箭头突出显示）。根据图12，本设计中相应的理论功率因数0.97和THD水平在17%左右。在Vdc=243 V、Pi，avg=9.48W，允许在Vdc有10%的波动的条件下，然后根据（33），Cd的最低值为3.97uF。在仿真和样机实验中最后选定Cd的值为4.7uF。由于LED的总电压为102伏，然后根据（26）式，增大n来降低vds。在n=1.5时可以计算出vds的最大值为323V。在这个设计实例中，MOSFET选用IRF840。电感Lm由（13）

20、式决定，然后可以计算出最终的值是0.76mH。通过D1的电流有效值可以由（29）式计算出来。最后，在LED组上增加了一个5.6nF滤波电容来降低输出电压的高频成分。图13和图14分别显示了在几个线周期内模拟的线电流和LED电流。图14中还显示了高频脉动电流的波形。对iOUT的低频包络测量值是12.4%。iOUT的平均电流是77.6mA。从图13中得到的功率因数是0.984。图15和图16分别显示了vds的iL1的波形。可以从图15中观察到，当整流电压下降到0的时候，vds取得最大值vds，pk。测量出的最大值vds，pk是304V。图21、Vds和iS的波形Vds:100V/div ；iS ：

21、0.1A/div；time：2ms/div表1、元件清单图22、LED输出电流和MOSFET电压(a)Vds:100V/div ；iout ：0.1A/div；time：10us/div(b)Vds:50V/div ；iout ：0.1A/div；time：2ms/div图23、Vds的波形图Vds:100V/div；time：2ms/div图24、iL1的波形图iL1:150mA/div；Vds:100V/div；time：10us/div图25、所提电路与IEC标准之间的输入电流谐波比较图26、测量的效率、功率因数和输入电流失真度THD性能表2、峰值电流控制电路的输出性能图17和图18分别

22、显示了有CO和没有CO时仿真的输出波形和Vds的波形。图的右侧显示的是在几个开关周期内稳态转换波形。图21显示的是本文提出的电路的实验原型。图19展示的是一个带有逻辑控制电路和背面已焊接好整流器的单层板。集成电路用的是德州仪器公司生产的UCC3841。表1总结了原型中使用的元件清单。图22（a）和（b）分别显示了在vS=85mVRMS和vS=120mVRMS时测量的输入电流和输入电压。在vS=120mVRMS时可以从可编程的色度61603上读出功率因数是0.973。图23显示了Cd上的电压波形。Cd上可以得到纹波为25伏平均电压为225伏的电压。图24显示了输出的LED高频电流。图24（a）显示了在几个线周期内iOUT的波形，对iOUT的低频包络测量值是14.1%。图24（b）显示输出电流iOUT和Vds的高频部分。如前所述，当D1和M都断开时，由于Lm和MOSFET的共振，可以观察到Vds的