三相电压型PWM变换器

1、第2章三相电压型PWM变换器本章首先简要概述了三相电压型PWM变换器的原理,分析了PWM变换器具备四象限运行能力的原因,并介绍了电压型PWM变换器几种常见的拓扑结构。然后给出了电压型PWM变换器分别在三相静止ABC坐标系、两相静止-坐标系和两相旋转qd-坐标系下的数学模型。2.1 PWM变换器的基本原理整流器的发展经历了二极管不控整流、晶闸管相控整流器到可关断功率开关管的PWM整流器。二极管不控与晶闸管相控整流器均会在网侧电流中产生谐波,且功率因数不高,其中,二极管不控整流的直流侧母线电压不可控。PWM整流器以其优良的性能成为发展的趋势。PWM整流器不但实现网侧电流正弦化,单位功率因数控制,电

2、能的双向传输以及快速的动态控制响应。PWM整流器不仅实现了传统的AC-DC整流功能,还由于其具备四象限运行能力,使得其可工作在逆变状态,实现电能从直流侧向电网侧传输。由于PWM整流器网侧呈现受控电流源特性,因此其网侧功率因数可控。当控制其网侧电流网测电压同相时,PWM整流器运行于单位功率因数整流状态;当控制器网侧电流与网侧电压反相时,PWM整流器运行于单位功率因数逆变状态。双PWM交-直-交变频器正是采用了PWM整流和PWM逆变的两种特性。当电机运行于亚同步速发电时,能量从电网通过变频器流入电机,网侧变换器处于整流状态而电机侧变换器处于逆变状态;当电机运行于超同步速时,能量从电机通过变频器回馈

3、到电网,此时网侧变换器处于逆变状态而电机侧变换器处于整流状态。两变换器的工作状态的转换完全由功率流向决定、自动完成。PWM变换器电路可看作由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成,如图2.1。其中,交流回路由电网电动势e和交流侧电感L组成;功率开关管桥路依据电压型或电流型PWM变换器有所不同;直流回路由负载电阻R L和负载电动势e L组成。当不考虑功率开关管的桥路损耗时,交流侧输入或回馈的功率和直流侧消耗或产生的功率相平衡,有:iv=idc vdc其中:v、i为交流侧电压、电流;vdc 、idc为直流侧电压、电流;由式2.1可知,通过控制交流侧的电压、电流可实现对直流侧的控制;反过来,通过直

4、流侧的控制可实现交流侧的控制。 图2.1 PWM变换器模型电路2.1.1 PWM变换器的四象限运行为便于理解PWM变换器的四象限运行能力,从变换器稳态条件下的交流侧矢量关系来阐述,如图2.2。当网侧电流矢量I幅值不变时,由|V L|=L|I|可知,电感电压矢量V L的幅值也不变,电网电压矢量也可看作不变,则可以得到交流侧电压矢量V的轨迹为一个以电感电压矢量V L的幅值为半径的圆。PWM整流器可运行圆上的任一点而呈现不同的特性。其中有4个运行点最为特殊,它们分别是纯电感特性运行点,正阻特性运行点、纯电容特性运行点以及负阻特性运行点。当运行于纯电感特性点,网侧电压矢量E超前于网侧电流矢量I 90度

5、;当运行于正阻特性点,网侧电压矢量E与网侧电流矢量I同相位;当运行于纯电容特性点,网侧电压矢量E滞后于网侧电流矢量I 90度;当运行于负阻特性点,网侧电压矢量E与网侧电流矢量I相位相反。当PWM变换器处于第一象限运行时,网侧电压矢量E滞后网侧电流矢量I 的角度介于90度和180度之间,此时PWM变换器处于有源逆变状态,有功功率和容性无功功率从直流侧向电网传输,能量回馈到电网上;当PWM变换器处于第二象限运行时,网侧电压矢量E超前网侧电流矢量I的角度介于90度和180度之间,此时PWM变换器仍处于有源逆变状态,有功功率和感性无功功率从直流侧向电网传输,能量回馈到电网上;当PWM变换器处于第三象限

6、运行时,网侧电压矢量E超前网侧电流矢量I的角度介于0度和90度之间,此时PWM变换器工作在整流状态,有功功率和感性无功功率从直流侧向电网传输,PWM变换器从电网吸收能量;当PWM变换器处于第四象限运行时,网侧电压矢量E滞后网侧电流矢量I的角度介于0度和90度之间,此时PWM变换器工作在整流状态,有功功率和容性无功功率从直流侧向电网传输,PWM变换器从电网吸收能量;从以上分析可得看出,通过控制电网侧电流可以实现PWM变换器的四象限运行。 图2.2 PWM变换器交流侧稳态矢量图2.1.1 电压型PWM变换器的基本电路拓扑结构PWM变换器技术发展到今天,已经设计出了多种PWM变换器。最基本的分类方法

7、是根据直流储能形式的不同分为电压型和电流型两类。电流型PWM整流器因为需要大直流储能电感和交流侧LC滤波环节所致使的电流畸变、振荡的问题,其发展受到一定的限制。但是随着超导技术的发展和超导储能技术的应用,超导线圈可作为直流储能电感,电流型PWM整流器也开始得到了发展,尤其是在超导储能变流环节,电流型PWM整流器无需另加直流电感,并且具有良好的电流保护性能,使得它比电压型PWM整流器具有更大的优势。而电压型PWM变换器因其结构简单,损耗小,控制方便成为研究的热点。其最显著的拓扑特征就是直流侧采用电容进行直流储能,使得变换器直流侧呈现低阻抗的电压源特性。(直流端接充电电池电压型PWM 整流器的拓扑

8、结构主要有单相半桥、全桥;三相半桥、全桥和三电平三类。每种拓扑结构均有各自的优缺点。接下来简要叙述这几类拓扑结构的工作原理。图2.3为单相电压型PWM 变换器半桥、全桥拓扑结构。二者网侧的机构一样,由单相电网和输入电感组成,电感可以滤波网侧电流的谐波。两者的主要区别在于功率开关管桥路和直流侧电容:半桥变换器采用单桥臂(2个功率开关管反并二极管和两个串联电容,全桥变换器采用双桥臂(4个功率开关管反并和单个电容。二者在相同的交流侧电路参数条件下,单相半桥变换器比全桥变换器控制相对复杂,因为半桥变换器直流储能电容由两个电容串联组成,必须保证电容中点点位基本不变,因此需要引入电容均压控制,而且要取得同

9、样网侧电流控制特性,半桥电路直流电压为全桥电路的两倍,这就要求半桥电路的功率开关管耐压等级也比全桥电路高。但是,半桥电路相对全桥电路少用两个功率开关管,从成本上较全桥电路有所减少。 CR LCL e aa C R LLe ab图2.3 a,b分别为单相电压型PWM 变换器半桥、全桥拓扑结构图2.4为三相电压型PWM变换器半桥、全桥拓扑结构。三相半桥电路网侧由三相三线制电网(无中线和三相输入电感组成,功率开关管桥路由三桥臂(6个功率开关管反并二极管组成。三相全桥电路网侧由三相四线制电网(有中线与三相变压器组成,其功率开关管桥路由六桥臂(12个功率开关管反并二极管组成。三相全桥电路实质为三个相互独

10、立的单相全桥电路并联而成,相比于三相半桥电路,其在三相电网不平衡时的控制性能不会受到很大影响。但是,三相半桥电路采用的功率开关管为三相全桥电路的一半,这大大降低了系统的成本,所以,三相半桥电路也是最常用的三相电压型PWM变换器拓扑结构。e a e b e c L RV aV bV cC R LaC R LL L Lb图2.4 a,b分别为三相电压型PWM变换器半桥、全桥拓扑结构图2.5为三相三电平电压型PWM变换器拓扑结构。上述单相、三相半桥、全桥电压型PWM 变换器均属于二电平拓扑结构。因为对于交流侧来说,开关管的通断只会表现为正、负直流母线电压。当开关频率不高时,这种拓扑结构会导致交流侧电

11、压的谐波含量增大。而且,在高压应用场合,需要功率开关管的耐压等级很高,而目前高压级的功率管也意味着高成本。三相三电平拓扑结构在一定程度上解决了上述问题。该拓扑结构功率管桥路在原三相半桥电路的基础上串联6个开关管,并采用二极管钳位,从而使交流侧输出电压呈现三电平状态。该结构在改善网侧电流波形的同时有效地降低了网侧电压、电流的谐波。更重要的能够使用于高压应用场合,因为直流母线电压降落在两个串联的开关管上。但是,所需要的功率开关管也较三相半桥电路增加一倍。 图2.5 三相三电平电压型PWM 变换器拓扑结构2.2三相电压型PWM 变换器的数学模型为进一步分析三相电压型PWM 变换器,本文采用了三相静止

12、ABC 坐标系、两相静止-坐标系和两相旋转q d -坐标系下数学模型。三相电压型PWM 变换器的拓扑结构如图2.6,由三相电网、网侧三相输入电感、三相全控功率开关、直流侧储能电容和负载。为方便分析,作如下假设:1. 电网为三相对称平衡、波形正弦;2. 网侧三相输入电感大小及电阻值相等,工作特性为线性,不考虑饱和等因素;3. 功率开关管均为理想元件,即不考虑通断损耗和过渡过程;4. 开关频率远大于电网频率,且忽略开关的死区时间;e a e b e cL RV aV bV cC R L图2.6 三相电压型PWM 变换器电路图2.2.1三相静止ABC 坐标系下的数学模型定义三相电网电压为c b a

13、E 、,三相输入电流c b a i 、,网侧三相输入电感为s L ,电感电阻为Ls R ,直流测电容值为C ,直流母线电压为dc U ,直流侧电流为dc i ,三相电网中点N 与直流母线电压参考点M 之间电压差为MN U ,负载为负载Load R ;同时定义功率开关管的开关函数k s 为:cb,a,(k 0 1=通上桥臂关断,下桥臂导断上桥臂导通,下桥臂关k s针对图2.6所示的三相电压型PWM 变换器电路,由电压平衡方程有:-=-=-=dt di L R i E U dt di L R i E U dtdi L R i E U c s Ls c c cNb s Ls b b bN a s L

14、s a a aN其中MN M c b a N c b a U U U +=(、;由开关函数k s 定义有,当1=c b a s 、时,上桥臂导通而下桥臂关断,有dc M c b a U U =(、;当0=c b a s 、时,上桥臂关断而下桥臂导通,有0(=M c b a U 、;于是c b a dc M c b a s U U 、=(;将方程组(2.3三式相加有:dti i i d L i i i R E E E U s s s U c b a sc b a Ls c b a MN c b a dc 因为系统为三相对称平衡系统,有0=+c b a E E E ,0=+c b a i i i

15、;代入式(2.4有:dc c b a MN U s s s U 3(+-将式(2.5代入式(2.3,且将三相输入电流作为状态变量有:+-=+-=+-=dc c b a b dc Ls c c c s dc c b a b dc Ls b b b s dc c b a a dc Ls a a a s U s s s s U R i E dt di L U s s s s U R i E dt di L U s s s s U R i E dt di L 3(3(3在图2.6中,由于同一桥臂的两个开关管为180度互补导通,所以在任何瞬间三个桥臂总有三个功率开关导通,总共8种组合,直流侧电流dc i

16、 可表示为每种组合下流过电流的总和:c而直流侧应用基尔霍夫电流定律有:Loaddcc c b b a a dc R U s i s i s i dt dU C-综合式(2.6、(2.8,即得到以三相输入电流和直流母线电压为状态变量的三相电压型PWM 整流器在三相静止ABC 坐标系下的数学模型:-+=+-=+-=+-=Load dc cc b b a a dc dcc b a b dc Ls c c c s dc c b a b dc Ls b b b s dc c b a a dc Ls a a a s R U s i s i s i dt dU由式(2.9可以看出,PWM 变换器的三相输入电

17、流c b a i 、均由三相开关函数c b a s 、共同控制,因此,三相电压型PWM 变换器是一个相互耦合的非线性时变系统。利用Clark 变换,可将三相静止坐标系下的状态方程变换到两相静止坐标下。将三相静止坐标系下的状态方程(2.9写成矩阵形式有:+-+-+13(003(003(00c b a dc c b a Load cba cb a cLs c b a b Ls c b a a Ls dc c s b s a s E E E U i i i R s s s s s s s R s s s s R s s s s R dt dU C dt di L dt di L dt di LCla

18、rk 变换矩阵描述为:-=-21212123230其逆变换矩阵描述为:-=-12321123211011联合式(2.10、(2.11、(2.12可得两相静止-坐标系下的数学模型:+-=00000100011232300E E U i i R s s s R s R dt dU C dt di L dt di L dc Load Ls2.2.3 两相同步旋转q d -坐标系下的数学模型利用Park 变换,可将两相静止坐标系下的状态方程变换到两相旋转坐标下。 Park 变换矩阵描述为:+-+-=-21212132sin(32sin(sin(32cos(32cos(cos(3222r s C其逆变换矩阵描述为:+-=-132sin(32cos(13