对讲机单元电路模块化接收机射频部分

1、模拟对讲机单元电路模块化接收机射频部分1、 射频带通滤波器（RF BPF）射频带通滤波器主要用来抑制工作频带外的外来干扰信号，以防止干扰信号影响接收机对有用信号的正常接收；射频带通滤波器性能指标的优劣对接收机抗干扰能力的强弱有着重要的影响，射频带通滤波器有两级，分别位于低噪声放大器（LNA）的两侧；射频带通滤波器的主要性能指标有带内插损、带内波动和带外抑制。不同的应用场合对性能指标的要求也有所不同，以下分别就不同频段、不同档次的机型所使用的射频带通滤波器做一详细介绍。1.1 电调谐射频带通滤波器电调谐射频带通滤波器的通频带可以在工作频带内移动，所以可以获得较好的选择性（较高的带外抑制），从而大

2、大提高接收机的抗干扰能力，高端模拟对讲机都采用这种射频带通滤波器。模拟对讲机由于工作频段的不同而采用不同形式的本振频率，其中，UHF频段采用超内差本振频率，即本振信号的频率比有用信号的频率低一个中频频率；VHF频段则使用超外差本振频率，即本振信号的频率比有用信号的频率高一个中频频率。因为本振信号频率与有用信号频率关系的不同，所以干扰信号起作用（与本振信号混频后落入中频带内）的频段也有所不同，即，UHF频段干扰信号起作用的频段在工作频带左侧，VHF频段干扰信号起作用的频段在工作频带右侧。所以射频带通滤波器在不同工作频段有不同的性能指标要求。以下按频段分别给出电路形式和性能指标分析。1.1.1 U

3、HF频段电调谐射频带通滤波器位于低噪声放大器输入级的射频带通滤波器的插入损耗对接收机系统噪声系数影响较大，故输入级的滤波器插入损耗应小于输出级的滤波器，所以输入级的滤波器选用三阶的滤波器，输出级为了获得较大的带外抑制而选用五阶的滤波器。Ø 电路形式如图1-1所示：(a) 低噪放输入级射频带通滤波器(b) 低噪放输出级射频带通滤波器图1-1 UHF频段电调谐射频带通滤波器电路形式Ø ADS仿真结果如图1-2所示：仿真条件设置：1、电容器为理想电容，电感考虑了直流电阻 2、源阻抗和负载阻抗都是标准50欧姆(a) 输入级带通滤波器前向传输系数S21(b) 输出级带通滤波器前向传输

4、系数S21图1-2 UHF频段电调谐射频带通滤波器前向传输系数S21Ø 设计说明：选用带阻加低通的带通形式是为了在左边带获得较陡的带通特性，以获得较大的带外抑制，从而提高抗干扰能力；变容管串联电容是为了降低调谐灵敏度，以减小电压波动对带通特性的影响；低通用两个电容并联是为了使用高精度的低值电容，以减小制造误差对带通一致性的影响。Ø 定性调试说明：1、 级间耦合电容增大可以展宽通频带宽度，反之带宽变窄；2、 各级不同的与带阻并联的电容值的组合可以微调带通形状；3、 电感增大，带阻谐振点左移；与带阻并联的到地电容增大，低通截止频率变小。Ø 电性能指标范围说明：1、 输

5、入输出阻抗 50 Ohm2、 带内波动 2 dB 3、 带内插损 第一级 3.5 dB 第二级 6 dB 4、 左边带带外抑制 第一级 7 dB 第二级 13 dB 备注：带外抑制的测试频点为偏离通带中心频率20MHz处Ø PCB布板注意事项：信号通路上应尽量避免细而长的微带线，以减小分布电感对带通特性的影响；靠近电感焊盘的中间层的与信号通路上电感焊盘平行的地应该挖掉，以减小分布电容对带通特性的影响。1.1.2 VHF频段电调谐射频带通滤波器Ø 电路形式如图1-3所示：(a) 低噪放输入级射频带通滤波器(b) 低噪放输出级射频带通滤波器图1-3 VHF频段电调谐射频带通滤波

6、器电路形式Ø ADS仿真结果如图1-4所示：仿真条件设置：1、电容器为理想电容，电感考虑了直流电阻2、源阻抗和负载阻抗都是标准50欧姆(a) 输入级带通滤波器前向传输系数S21(b) 输出级带通滤波器前向传输系数S21图1-4 VHF频段电调谐射频带通滤波器前向传输系数S21Ø 设计说明：选用带阻加高通的带通形式是为了在右边带获得较陡的带通特性，以获得较大的带外抑制，从而提高抗干扰能力；变容管串联电容是为了降低调谐灵敏度，以减小电压波动对带通特性的影响；与变容管串联的电容用两个电容并联是为了方便调整带通的形状，以增加调试的冗余量；电调谐带通串联并联谐振带阻滤波器是为了抑制镜

7、像频率干扰，因为VHF频段某些镜像频率点刚好落在天线低通滤波器和电调谐带阻滤波器的过渡带（境像频率的位置与第一中频频率的大小有关），单靠它们来抑制不足以达到要求的对镜像频率的抑制度；输出级带通滤波器增加一级到地的串联谐振带阻滤波器是为了增加带通右边带的抑制度。Ø 定性调试说明：1、 级间耦合电容C2增大可以展宽通频带宽度，反之带宽变窄；2、 各级不同的与变容管串联的电容值的组合可以微调带通形状；3、 与变容管串联的电感增大，带阻谐振点左移；与电调谐带阻并联的到地电感增大，高通截止频率变小；4、 带通与带阻的级间耦合电容C3增大，带通的带内插损减小，但带外抑制也会同时减小，且是非线性跟

8、随，即带外抑制减小的程度大于带内插损。Ø 电性能指标范围说明：1、 输入输出阻抗 50 Ohm2、 带内波动 2 dB 3、 带内插损 第一级 3.5 dB 第二级 6 dB 4、 右边带带外抑制 第一级 7 dB 第二级 13 dB 备注：带外抑制的测试频点为偏离通带中心频率20MHz处1.2 固定带宽射频带通滤波器固定带宽射频带通滤波器其带外抑制能力比电调谐射频带通滤波器稍差，但它具有形式相对简单、调试方便的优点；中低档专业对讲机出于成本和研发周期的考虑，一般采用固定带宽的射频带通滤波器。以下分频段对其做一详细介绍。1.2.1 UHF频段固定带宽射频带通滤波器Ø 电路形

9、式如图1-5所示：(a) LNA输入级固定带宽射频带通滤波器(b) LNA输出级固定带宽射频带通滤波器图1-5 UHF频段固定带宽射频带通滤波器电路形式Ø ADS仿真结果如图1-6所示：仿真条件设置：1、电容器为理想电容，电感考虑了直流电阻2、源阻抗和负载阻抗都是标准50欧姆(a) 输入级带通滤波器前向传输系数S21(b) 输出级带通滤波器前向传输系数S21图1-6 UHF频段固定带宽射频带通滤波器前向传输系数S21Ø 设计说明采用带阻加低通的带通形式是为了在左边带获得较陡的带通特性，使用可调电容是为了补偿器件制造误差引起的带通特性的离散性，使调试更方便。Ø 定性

10、调试说明：1、 级间耦合电容增大可以展宽通频带宽度，反之带宽变窄；2、 各级不同的与带阻并联的电容值的组合可以微调带通形状；3、 电感增大，带阻谐振点左移；与带阻并联的到地电容增大，低通截止频率变小。Ø 电性能指标范围说明：1、 输入输出阻抗 50 Ohm2、 带内波动 2 dB 3、 带内插损 第一级 3.5 dB 第二级 6 dB 4、 左边带带外抑制 第一级 10 dB 第二级 25 dB 备注：带外抑制的测试频点为偏离通带左端点频率20MHz处1.2.2 VHF频段固定带宽射频带通滤波器Ø 电路形式如图1-7所示：(a) LNA输入级射频带通滤波器(b) LNA输出

11、级射频带通滤波器图 1-7 VHF频段固定带宽射频带通滤波器电路形式Ø ADS仿真结果如图1-8所示：仿真条件设置：1、电容器为理想电容，电感考虑了直流电阻2、源阻抗和负载阻抗都是标准50欧姆(a) 输入级带通滤波器前向传输系数S21 (b) 输出级带通滤波器前向传输系数S21图1-8 VHF频段固定带宽射频带通滤波器前向传输系数S21Ø 设计说明采用带阻加高通的带通形式是为了在右边带获得较陡的带通特性，可调电容并联固定电容是为了调整可调电容的可调范围；带通串联并联谐振带阻滤波器是为了抑制境像频率干扰，具体原因见电调谐带通的设计说明。Ø 定性调试说明：1、 级间耦

12、合电容C20增大可以展宽通频带宽度，反之带宽变窄；2、 各级不同的与带阻电感串联的电容值的组合可以微调带通形状；3、 串联谐振带阻滤波器的串联电感增大，带阻谐振点左移；与串联谐振带阻并联的到地电感增大，高通截止频率变小。4、 带通与并联谐振带阻的级间耦合电容增大，带通的带内插损减小，带外抑制也减小。Ø 电性能指标范围说明：1、 输入输出阻抗 50 Ohm2、 带内波动 2 dB 3、 带内插损 第一级 3.5 dB 第二级 6 dB 4、 右边带带外抑制 第一级 17 dB 第二级 18 dB 备注：带外抑制的测试频点为偏离通带左端点频率20MHz处2、低噪声放大器（LNA）低噪声放

13、大器位于接收机的前端，主要用于对射频小信号的放大，以便为后续的信号处理提供一定强度和一定信噪比的射频信号；衡量低噪声放大器性能优劣的指标主要有射频增益、噪声系数、1dB压缩点、输入输出电压驻波比（VSWR）、稳定性；以下在整理成熟电路的基础上对低噪声放大器的设计思路做一简要说明。2.1 双极型晶体管（BJT）低噪声放大器Ø 电路形式如图2-1所示：图2-1 双极型晶体管低噪声放大器电路原理图Ø ADS仿真条件设置及仿真结果： a. ADS仿真条件设置 b. S参数、噪声系数和稳定度因子仿真结果图2-2 双极型晶体管低噪声放大器ADS仿真设置及仿真结果Ø 设计说明晶

14、体管放大器具有高增益、低噪声的特点，在模拟对讲机工作频段内其性能可与场效应管放大器相当，选择时可结合放大管本身的性价比综合来考虑；下面就具体性能指标对设计思路做一简要说明：对射频增益的考虑射频增益主要取决于直流工作点的设置，增益的大小应根据系统的需要来选取；增益太高会使放大器容易自激，同时也会减小接收机的动态范围；增益太低会增大接收机的噪声系数，从而降低接收机的灵敏度；对噪声系数的考虑噪声系数的大小主要取决于放大管本身的噪声系数，需要注意的是，最佳噪声匹配不是最大功率匹配，在进行放大器的输入匹配时应根据厂商提供的放大器最小噪声系数对应的输入反射系数来匹配，而不是根据放大器的输入反射系数S11来

15、进行匹配；同时匹配电路的衰减也会影响噪声系数，所以应尽量选用高Q值的器件；对1dB压缩点的考虑P1dB主要取决于放大器本身的参数,P1dB的电平越高表明放大器的动态范围越宽，对大信号的接收能力越强；采用自动增益控制（AGC）电路可以增加放大器的动态范围，但也会使电路变得复杂；对输入输出匹配的考虑如前所述，输入匹配应采取最佳噪声系数匹配，而输出匹配则应采取最大功率匹配，即，将放大器的输出阻抗匹配到负载阻抗（一般为50欧姆）；低噪管的输入输出阻抗通常是高阻，所以匹配电路一般采用倒L型，如图2-1中C44、L21和C48、L22所示；对稳定性的考虑为获得稳定的直流工作点，可以在给基极和集电极馈电的公

16、共通路上串联一个电阻，如图2-1中R6，当集电极电流增加时，由于R6的作用基极电流会减小，从而形成负反馈；另外，由于基极和集电极之间的极间电容的作用，使放大器的输入输出形成反馈，当工作点设置不当或受外来干扰的影响时，放大器可能在某些频点产生自激振荡，在放大器的输出端增加电阻R9和电感L23串联到地的电路可以消除放大器在某些频点存在自激的潜在隐患；根据放大器稳定性设计理论，稳定度因子 其中， 当 且时，放大器无条件稳定；可见，在输出端增加RL串联电路可以减小放大器在某些频点的，从而使放大器无条件稳定；此外，为了避免放大器被过大的干扰信号损坏，可以在放大器的输入端增加一对到地的二极管，如图2-1中

17、D7、D8所示，二极管应选用结电容小、正向导通电压较小（0.4V左右）的二极管（如肖特基二极管）。Ø 定性调试说明1、 根据预设的工作点、和供电电压确定R6的值，然后调整R7和R8的比例以获得合适的；2、 根据不同频段选取不同的射频旁路电容C43、C47和射频扼流线圈L20的值，频率越低其值越大；3、 根据厂商提供的放大器的S参数匹配输入输出阻抗，并决定稳定电路的参数值，以上参数都可以用ADS仿真软件仿真来初步确定；然后再根据实际测得的S参数值调整匹配电路。Ø 电性能指标范围说明1、 输入输出阻抗 输入阻抗 - 对应于厂商提供的放大管的最小噪声系数对应的输入反射系数 输出阻

18、抗 - 50 Ohm 2、 射频增益 16 21dB3、 噪声系数 2dB4、 输出1dB压缩点（P1dB） -8dBm2.2 场效应管（FET）低噪声放大器Ø 电路形式如图2-3所示：图2-3 场效应管低噪声放大器电路原理图Ø ADS仿真设置及仿真结果：由于没有场效应管3sk318的ADS模型，仿真的结果与实际测试结果差异较大，图2-3所示电路是结合射频带通滤波器实际调试的结果，调试是在450-470MHz的工作频段进行的，工作频段改变时，相应的输入输出匹配电路参数也应作相应更改。Ø 设计说明场效应管是利用多数载流子导电的单极型器件，可以获得更低的噪声系数和更高

19、的工作频率，所以在微波波段其应用比双极型晶体管要广泛。场效应管低噪声放大器的设计考虑同双极型晶体管，具体细节请参照双极型晶体管的设计说明。Ø 定性调试说明1、 根据预设的工作点、和供电电压确定R10的值，然后调整R11和R14的比例以获得合适的；2、 根据不同频段选取不同的射频旁路电容C49、C50、C55、C56和射频扼流线圈L24的值，频率越低其值越大；3、 根据厂商提供的放大器的S参数匹配输入输出阻抗，以上参数都可以用ADS仿真软件仿真来初步确定；然后再根据实际测得的S参数值调整匹配电路。Ø 电性能指标范围同双极型晶体管低噪声放大器3、混频器（Mixer）混频器主要用

20、于频谱的线性搬移，以获得想要的中频信号，混频器性能的优劣对接收机抗干扰能力的强弱有着重要影响；混频器的主要电性能指标有变频增益/损耗、1dB压缩点（P1dB）、三阶互调（IM3）；模拟对讲机常用的第一中频混频器有场效应管混频器（有源）和二极管双平衡混频器（无源），下面结合电路形式分别对两种混频器的设计思路做一简要说明。3.1 场效应管混频器Ø 电路形式如图3-1所示：图3-1 场效应管混频器电路原理图Ø ADS仿真设置及仿真结果：由于没有场效应管3sk318的ADS模型，仿真的结果与实际测试结果差异较大，图3-1所示电路是实际调试的结果，输出匹配电路是按照45.05MHz的

21、中频频率进行匹配的，中频频率改变时，相应的输出匹配电路参数也应作相应更改。Ø 设计说明：场效应管的伏安特性近似于平方律特性，即输出分量以输入分量的和的平方项为主，所以可以得到较少的输入信号的组合频率分量，从而可以改善接收机的抗干扰能力；场效应管混频器的设计主要考虑以下几个因素：混频管的选择混频管的选择需要考虑几个关键指标，即射频增益、噪声系数、1dB压缩点P1dB、三阶截获点OIP3；工作点的设置合适的直流工作点可以使混频管工作在性能最优的区域，工作点的设置要结合输入信号的强度、放大管本身的特性曲线综合来考虑，一般应尽量使放大管在一个较宽的范围内工作在线性区；输入输出阻抗匹配对混频器

22、而言，输入匹配是射频匹配、输出匹配是中频匹配，输入匹配要考虑最优噪声系数匹配，输出匹配考虑最大功率匹配；本振信号的限制本振信号太强，会降低混频器的动态范围，太弱，会降低输出信噪比进而影响接收灵敏度，一般设置在 -10 0dBm之间；本振信号的谐波会跟外来干扰信号混频产生中频干扰，所以本振信号在接入混频器之前应采用低通滤波器对谐波进行抑制。Ø 定性调试说明1、 根据预设的工作点、和供电电压确定R10的值，然后调整R11和R14的比例以获得合适的，调整R12和R16的比例以获得合适的；2、 根据不同频段选取不同的射频旁路电容C49、C50、C56，中频旁路电容C54、C55和射频扼流线圈

23、L24的值，频率越低其值越大；3、 根据厂商提供的放大器的S参数匹配输入输出阻抗，匹配电路参数可以用ADS仿真软件仿真来初步确定；然后再根据实际测得的S参数值调整匹配电路。Ø 电性能指标范围说明1、 输入输出阻抗 输入阻抗 - 对应于厂商提供的放大管的最小噪声系数对应的输入反射系数 输出阻抗 - 50 Ohm 2、 变频增益 5 15dB3、 输出1dB压缩点（P1dB） -10dBm4、 输出三阶截获点（OIP3） 0dBm3.2 二极管双平衡混频器Ø 电路形式如图3-3所示： 图3-3 二极管双平衡混频器电路原理图Ø ADS仿真设置及仿真结果a. ADS仿真条

24、件设置b. 变频损耗和三阶截获点（OIP3）的仿真结果图3-4 二极管双平衡混频器ADS仿真设置及仿真结果Ø 设计说明：二极管双平衡混频器虽然没有变频增益，但通过引入平衡电路可以抵消本振信号及本振信号的偶次谐波分量，使其性能更接近理想相乘器；二极管工作在大信号的开关状态时，可以等效成线性时变模型，从而获得较少的组合频率分量，所以二极管混频器需要较大强度的控制信号使二极管工作在开关状态，即本振信号的强度不能太小，一般选在4-10dBm之间。其他方面的考虑参见场效应管混频器。Ø 定性调试说明二极管双平衡混频器的形式相对比较固定，调试也相对简单，只需考虑输入输出的阻抗匹配，匹配电

25、路的参数可以用ADS仿真初步确定，再根据实际测得的S参数进行调整。Ø 电性能指标范围说明1、 输入输出阻抗 50 Ohm 2、 变频损耗 7.5dB3、 输出1dB压缩点（P1dB） -5dBm4、 输出三阶截获点（OIP3） 5dBm4、 中频带通滤波器（IF - BPF）中频带通滤波器主要完成信道选择作用，模拟对讲机的信道间隔主要有宽带（25kHz）、中带（20kHz）、和窄带（12.5kHz）三种，而宽带和中带的最大频偏相差不远可以共用宽带的滤波器，所以中频滤波器的带宽主要有两种，即宽带(±7.5kHz)和窄带(±3.75kHz)；为了提高接收机的信道选择能

26、力，模拟对讲机的接收机采用二次变频技术，所以对应的中频滤波器也分为第一中频滤波器和第二中频滤波器，通常第一中频滤波器采用石英晶体滤波器，第二中频滤波器采用陶瓷滤波器，以下分别对其选型及使用做一简要介绍。4.1 石英晶体滤波器Ø 电路形式如图4-1所示：图4-1 第一中频滤波器电路原理图Ø 器件选型说明第一中频频率越高，接收机抗干扰的性能就越好，但成本也相应较高，所以在选择中频频率时要根据应用场合和成本综合来考虑；其次，器件选型时必须考虑以下电性能指标，即3dB带宽、插入损耗、带内波动和带外抑制。Ø 定性调试说明R21、R22、C65、C66是用于输入输出的阻抗匹配，其大小应根据滤波器的输入输出阻抗来调整，C64是用于级连滤波器的级间匹配，其大小也取决于滤波器的输入输出阻抗。Ø 电性能指标范围说明1、插入损耗 6 dB 2、3dB带宽 ± 7.5 kHz （宽带） ± 3.75 kHz