92个实用电路高频入门

1、qp xd 整理第一章 高频电路基本常识 第一部分为何要学习高频电路的知识电路可以分为模拟电路与数字电路，而模拟电路又可以为低频率电路与高频电路。的技术，首先尝试设制作的，大多以数位电路或低频率电路为主，此较少从高频电路开始的。其主要是，高频电路较难去理解，往往所制作出的电路无法如预期的设计目标动作。但是，如果忽略了高频电路的基本常识，也可能使所设计出的数位电路或低频率电路不能成为最适当，甚至於可能会造成动作的不。相反地，如果能够熟悉高频电路，也可以提高数位电路或低频率电路的设计水准。近些年，无论是数位电路或以直流为主的测试仪器电路，对於处理系要求高速化，结果也使得高频电路的基本常识相当重要。

2、低频率电路与高频电路的区别为了了解高频电路的特征，在此，对低频率电路与高频电路作一此较。如下图 1 所示的为低频率电路与高频电路的此较。图（a）为低频率电路，图(b)为高频电路。首先，说明信号的流通。由於在低频率电路的信号其波长较长，可以忽略时间因素。因此，振荡器的输出端舆放大器的输入端可视为同一信号。也即是，在低频率电路中的信号流通如箭头的方向所示，成为闭回路，此也称的为集中常数的考虑。而在高频电路中，由於波长较短，不可以忽略时间的要素。在同一时间的振荡器输出端，中途的电缆线上，放大器的输入端的信号就非同一信号，也就是说信号像电波一样传输着，这种考虑电路问题的称为分布常数。地，在集中常数电路

3、中的低频电路中，对於电缆线的限制较少，可以使用的线，重视杂讯兴频率特性。而在分布常数电路中的高频电路中，为了不使信号发生传送路径上的失真，使用同轴电缆线，重视特性阻抗。在放大器的输出端所连接的负载如下：图 1-(a)低频电路图 1-(b)高频电路图 b 高频电路为功率驱动信号的为功率，从负载图(a)低频率电路为定电压驱动即使负载阻抗有变化，输出电压也一定，放大器的输出阻抗 Zo 舆负载的阻抗 ZL能够取出的最有效功率为在 Zo=ZL 状态下，也即是在阻抗匹配( Impendance matting)状态下。因此，低频率电路与的为 ZoZL。高频的电路分析的考虑下一样。qp xd 整理集中常数电

4、路与分布常数电路右图所示的为以传送路线为例子，说明集中常数电路的分析与分布常数电路的分析。实际上，无论任何低频/高频电路，也都有电阻 R，电容器 C，线圈 L。，如图(a)所示，在传送路径很短，或者在低频率信号的场台，的情可以忽略 R，L，C 的，当做集中常数处理。如此，可以使电路分析简单化。而在图(b)的场合，在传送路径较长，或者在高频信号的场合，不可以忽略 R，L，C 的。随着时间的经过，信号在传送路径(路线)上，会以的情况前进。第一章 高频电路的基本常识 第二部分高频信号分析为了了解信号的传送，可以以图 3 的实验说明。使用长度为 30m 的同轴电檀线，在电缆综的左端连接脉冲发生器，在右

5、端连接 50 的终端负载。在此一状态下，产生脉冲宽度为 0.1s=100ns 的单次脉冲。图 3 脉冲信号传送实验(使用 30m 的同轴电缆做为实验。由信号源发射脉波宽幅为 lOOns(10MHz)的单次脉波冲)29 所示的是以示彼器的 ch A(上方)连接脉波发生器，以 ch B(下方)连接负载端做为观测。由波形中可以发现 ch A 的脉波发生器端舆 ch B 的负载端亩产生时间上的差距。qp xd 整理29 在同轴电缆上传送脉冲波的情形(5V/div， 100ns/div)(图 3 的实验结果，由脉波发生器所发射的脉波，经由同轴电缆传送到负载端子此时会在同轴电缆线上产生传送时间的延迟。在空

6、间的电波传播速度为光速，但是，在同轴电缆线内的傅播速度要乘以速度系敷(=0.62)之所以会产生此一时间差的，可以用图 4 所示的电缆线内的信号传送原理来解释。在图(a)中，在脉波产生的同时，於同轴电缆线内会产生电缆面发生了电场，此後，电荷住负载端移动而产生电流，因而会发生磁场。也即是，随着时间的经过，信号会以(a)(b)(c)的情况前进。这种情况与连续波的高频信号传送相同。双重电波前进波舆反射波的产生高频信号以电波形式在电缆线内传播，很快就到达电缆线的终端。在电缆线终端所连接的负载，会将所传送来的高频能量消耗。此时，假设传送电缆线的阻抗为 Z，终端负载的阻抗为 ZL。而在 Z 不等于 ZL，也

7、即是在阻抗没有匹配的状态下，无法将高频能量完全消耗，所剩下的能量成分会返回至信号源端。因此，在传送电缆线上，除了有从信号源传送至负栽的前进波以外，还有从负载端返回至信号源的反射波。反射波的，可以使用图 3 的电路实验。30 所示的为观察结果。(a)为终端负载 ZL=50，也即是在阻抗匹配的情，所得到的波形。由於前进波的能量会在终端负载消耗掉，因此，产生反射波。(b)为将终端负载取开，成为开路状态下的情形，(c)为将终端短路成为非匹配状态下的情形。由於前进波的能量没有在终端负载消耗掉，因此，会有反射波产生。qp xd 整理30 前进波与反射波的情形(5V/diV，lOOns/div)(为了观测反

8、射波，发射单次脉冲，在ZL=50 的阻抗匹配状态下，发生反射波。如果将负载开路，前进波会维持原状反射。在同轴电缆线 30m 上的往返时间只花了约 0.3S。如果将负载短路，前进波会反相而反射。反射波的在 ZL50 时，会反转。)(a)阻抗匹配良好(c)将负载端短路(b)负载端开路前进波+反射波驻波的产生如图 6 所示，将高频信号利用传送电缆线传送。如果将终端负载设为开路时，由於前进波会在负载端反射，因此在电缆线上同时有前进波与反射波。此时，将前进波与反射波，便会在电缆线上产生电压波形，此一电压波形与时间无关，在同一位置发生，因此称其为驻波(Standing wave)。前进波(进行波)与反射波

9、的如下： =反射波的振幅/前进波的振幅，又 =(ZL-Z)/(ZL+Z)以用反射系数表示。其图 6 驻波产生分析(前进波与反射波在传送路径上後便成为驻波，此驻波与时间无关永远维持一定的波形) =反射波的振幅/前进波的振幅，或者 =(ZL-Z)/(ZL+Z)另外，在传送路径上所形成电压的最大值Vmax 与最小值 Vmin 之比，虽然称为电压驻波此 VSWR，但的情况仅以驻波此 SWR替代。SWR 可以用以下式子表示。SWR=Vmax/Vmin 或 SWR=（1+ ）/（1- ）第一章 高频电路基本常识 第三部分qp xd 整理如何降低传输过程中的高频功率损耗-阻抗匹配固有的阻抗，的机器阻抗为 5

10、0 或 75。各高频机器间连高频信号所使用的机器或电缆线，接时，为了有效率地传送功率，需要阻抗匹配良好，俗称“阻抗匹配”。图 7 所示的为阻抗匹配与功率的。在圆(a)的电路中，假设传送方的输出阻抗为 r，负载方的阻抗为 R，则供应至负载的功率 P 为在此，令 r=50，改变 R 值而求功率 P，会得到如图(b)所示的图形。由此，可以看出在 R=r 时，所供应的功率 P 为最大，此称为阻抗匹配。信号的大小表示分贝dB放大率、增益与信号的大小，均用用分贝dB表示。表示如表 1 所示有 3 种。高频电路的增益是指功率增益。(注：国内“常用对数”表示为 lg，也即log10X；原文为 log，现保留，

11、下同。)相对位准用 dB 表示对於放大器的放大率或电阻的衰减度而言，为一种相对的表示功率放大率 Gp，可以表示如下。Gp=10 (Po/Pi)dB绝对位准用 dBm 表示，此时可以用输人为基准，表示输出的大小。以 lmW 为基准的表示。也即是以 Pm=lmW 为基准值，例如，P=100mW 时，用dBm 可以表示如下。Gm=10 (P/Pm)=10log100=20dBm绝对位准用 dB 表示以 1V 为基准的表示。也即是以 Vp=1V 为基准值。例如，V=1V 时，用 dB 可以表示如下。Gv=20 (V/V)=20 106=120dBdBqp xd 整理对於高频电路的测试，可以使用如图 8

12、 所示的标准信号发生器 SSG(Standard Signal Generator)做为信号源， 此一 SSG 的输出常用 dBm 与dB 表示。此处，dBm 为功率的输出表示。也即是，SSG 的输出在连按 ZL=50 负载并取得阻抗匹配状态下的输出值。而 dB 为 SSG 的输为开路状态下的输出电压值。因此，如果在输出端连接 ZL=50 的负载时，实际的输出值比此 SSG 的表达值小 6dB。图 8 SSG 的输出位准(对於 SSG 的轮出位准可以用 dBm 或 dB 表示。此时dBm 为 SSG 在阻抗匹配状态下的输出值，而 dB 为输出开路状态下的输出值。)备注栏：dB 与 dBmdB

13、是以 1V 为基准的电压表示。例如，1mV 可以用 60dB 表示。又，SSG 的输出位准是在无负载情dBm 为 1mW 为基准的电功率表示。例如，0.0lmW 可以用-20dBm 表示。又，SSG 的输出位准为在额定负载情的表示值。的表示值。qp xd 整理第二章 高频放大器设计与制作2-1 高频信号放大器所应具备的特征放大电路可以说是模拟信号处理电路的基本单元，尤其对高频与发射机而言。在里，放大电路要将从天线所输入的 V的小信号加以放大，在发射机方面，功率放大电路也要将信号放大至以W 为的信号级别。在本章中，将依次分析小信号高频放大器，宽频带放大器，功率放大器等 3 种不同类型的放大电路。

14、2-1 在高频放大电路所要求的特性对於所使用的频带的功率增益要高在直流放大和低频放大电路中，增益(Gain)增益来表示。是指电压增益；而在高频率电路中，增益常用功率例如，在图 2-1 所示的电路中，由天线所输入的信号为-30dBm(0.00lmW)，当高频放大器的功率增益为 25dB 时，输出信号变成为-5dBm。图 2-1 高频电路的增益为功率增益(在高频放大器中是以每级功率增益限制在 2030dB 的程度来设计。如图若输入信号为-30dBm，增益为 25dB 时，放大後的信号成为-5dBm。) 产生的杂讯要很小S/N 称为信噪比，常用于表示信号的品质，反映具体信号中有用信号和杂讯的比率。如

15、图 2-2 所示，由於放大器在放大信号的同时，内部本身也会产生杂讯，故信号在输出端较之输入端的S/N 值要小，品质会变差。对於由於放大而造成信号 S/N 变化，可以用杂讯指数 NF 表示。理想放大器的 NF 为 0dB。图 2-3 所示的为NF 的例子，在杂讯指数为 8dB 的，连接前置放大器(pre-amplifier)的高频放大器。此时的前置放大器的 NF 为 2dB，功率增益为 25dB。因此，连接前置放大器後的 NF 可以用以下公式表示。将数值代人此公式，可以得到连接前置放大器後的 NF 成为NF=10log1.58+(6.3-1)/316=2.03dB由此可以看出，加入前置放大器，可

16、以全体的 NF，而得到高增益，低杂讯的放大器。qp xd 整理图 2-2 放大器的杂讯指数 NF(S/N 为表示信号品质的值。在高频放大器中，由於放大器内部会产生杂讯，导致 S/N 恶化。利用杂讯指数 NF，可以分析由於内部杂讯而使 S/N 降低的情况。内部没有杂讯的放大器称为理想放大器，其 NF 为 0dB。)图 2-3杂讯指数 NF截取点(IP：intercept point)要高高频放大电路的输入信号有很多复杂成分，尤其是在高频放大电路的选择性在不很高时，更有可能输入多种成分的输入信号。因此，在高频放大电路中， 由於多种成分的信号间会互 相干扰而产生多余的信号。另外，由於放大电路的非直线

17、部分也会产生高谐波，这些信号qp xd 整理较，这以比较可以用截取点(Intercept Point)表示。图 2-4 所示的为截取点的。在图上的信号电平与 3 次相互调变失真的电平相等的点，称为截取点。由於实际的放大器电平已达饱和，因此用虚线所示的假想延长线来求出截取点。小结：在实际的高频放大电路设计中，最重要的是要以上三点来展开设计，这很重要第二章 高频放大器设计与制作2-2 使用FET（场效应管）高频放大期的设计-制作（第二部分）输入回路设计目标-取得最小杂讯匹配图 10 所示输入电路部份为阻抗变换方式，得阻抗匹配。输入信号源阻抗 50 的情况，通过电路转换与 FET 的输入阻抗取但要注

18、意到的是：一提到阻抗匹配，很多人都以为是电路增益最大匹配状态也最好，这是错误的。在图 11所示的高频放大电路中，为了取得最大增益，所做的阻抗匹配，此称为功率匹配(Power Matchlng )。在功率匹配的状态下，S/N 会下降，NF 会恶化。图 10 高频放大器输入部的设计(在输入部的设计要考虑到杂讯匹配，使杂讯减至最低。并且从所需要的频带宽决定 QL)图 11 功率匹配与杂讯匹配(在功率匹配情，可以取得最大功率增益，也即是所称的阻抗匹配。杂讯匹配可以使FET 内部所发生的杂讯为最小。)通过上面的分析可以知道，在高频小信号号放大器中，与其要取得最大增益，不如取 NF 最佳点，也即是要得到q

19、p xd 整理杂讯匹配状态。2SK241 的杂讯匹配条件为从 FET 所望进去的信号源阻抗为 800。； 根据此一条件，可以求得输入部的数值如下。频带宽：BW=88MHz-78MHz=10MHz中心频点：fo=83MHz选择性：QL=fo/BW=83M/10M=8.3 假设 R2=800，则XL1=XC1=R2/QL=800/8.3=96.4因 C=1/2( foXC1)=1/2 x83x106x96.4=20.0PF故，C1 用 30pF 的半可变电容器fo=96.4/2 x83x106=0.18HL1=XL1/2因 L1 值很小，可以使用空芯的线圈，此时的 L1 的求法可以使用图 12 所

20、示的图表取得。由图 12 可以求出使用线径0.8mm 的镀镍导线，内径 11.4mm，卷绕 4 圈，拉长为 7mm 时，便可以得到 0.18H 的电感量。又，在 L1 上可以采用抽头方式，供阻抗匹配。因 R1/R2=(N1/N2)2，故由 50/800=(N1/4)2 得 N1=1，也即是，抽头取自接地端算起第 1 圈。圃 12 线圈的形状与算法(根据空芯线圈的电感量，由此一图表查出其形状。线圈及电感量虽也可以利用计算求得，但使用此图表较为方便)放大部分设计-使用零偏压此处使用的 FET 2SK241 可以根据其饱和源极电流 IDSS(VGS=0V 时的源极电流)而Y(3.07.0mA)、GR

21、(6.014mA)3 类。为O(1.53.5mA)、在特性图的指标方面，图 13 所示的为顺向转移导纳(admittance) yfs，代表ID/VGS，与电路制作时的增益目标值有关。qp xd 整理由特性图可以看出，在 IDSS=10mA 时|yfs|最大，因此，在此将 2SK241GR 以零偏压(zero bias)的状态使用。接着根据容许损耗求电源电压与源极电流。此电路的电源电压可以定为规格表上所注明的电气测试条件的Voo=10V。最大容许损耗在周围温度为 25时为 200mW，而在实际使用状态下，考虑到夏季温度的上升，需要考虑到周围温度可能上升到 60。在此条件下依据图 14 求得FE

22、T 的容许损耗，约为 130mW，如果由计算式也可以求得，计算公式如下：P(Ta)：在 Ta时的容许损耗；PD max：在周围温度为 25时的容许损耗，由规格表中可以查出 PD max=200mW。Ta max：最大结温度 125将数值代人上式中，得 P(60)=200X(125-60)/(125-25)=300mW因此，源极电流 ID 应满足 130mW/10V=13mA 以下。可以按图 15 所示，调整源极电阻 RS 的阻抗值，将 2SK241GR的源极电流在 810mA。在此制作中，使用 IDSS 为 810mA 的 FET，这样 RS 可取值 0，直接接地。图 13 2SK241 的顺

23、向导纳 yfs图 14 2SK241 容许损耗的求法(顺向导纳|yfs|与 FET 的功率增益有关。|yfs|=ID/VGS， (使用半导体时，会由於周围温度与功率损失产生发热问VGS 为输入的栅极-源极间电压，ID 为输出源极电流)题。在本设计中，是按周围温度上升至 60来设计电路的)qp xd 整理图 15 利用源极电阻 Rs 调整栅极电流输出回路设计目标-输出负载转化为 50接着，由图 16 求负载电阻值。由於负载为电感 L，其直流电阻可视为零，电源电压的 10V 成为漏极源极间电压，假设栅极源极间电压 0V，则栅极电流为 8mA 的点。此一点称为工作点。以工作点为中心，找出栅极电流增加

24、值与减少值(图中为工作点的上与下的长度)的负载线，也即是找出线性领域较广的负载线。在此一电路中，於负载电阻RL=600 时，栅极电流的增加与减少为相等，可以取出最大的输出。此一电阻值称为最适当负载电阻。在输出负载为 50 时，需要做阻抗变换，以匹配 2SK241GR 的最适当负载电阻为 600。其频带宽与输入部同样是为 78M88MHz。qp xd 整理图 16 由 2SK241 的特性求出负载线(在FET 的输出电路中，为了决定负载阻抗，可以画出的负载线，也即是要考虑到负载线的线性领域能宽广些。)图 17 输出部必须与谐振电路匹配输出电路如图17 所示，这个电路可视为LC 谐振电路与L ma

25、tch(L字型的匹配电路)。在CC 端子间连接R4=50时，由 bb 端子看进去的阻抗为纯电阻 600。以下计算：首先，参考电流 、的向量图，求 XL2b、XC3 的值。qp xd 整理因设计打算从 bb端子间望进去的阻抗为纯电阻 600，因此 的虚数部应为 0，且实数部为实数部/=600，则有：=R42+XC32/R4=600/把 R4=50 代入式中，则 502+XC3/50=600从而 XC3166()由此求得 C3=1/2 foXC3=1/2 x83x106x16611.6pF在此 C3 采用 20pF 半可变电容。虚数部由此值12 求得线圈应采用线径 0.8mm 内径 9mm 卷绕

26、3.5 圈，拉长即 8mm。第二章 高频放大器设计与制作2-2 使用FET（场效应管）高频放大期的设计-制作（第一部分）高频FM 广播频带用小信号放大器应具备的特性今以最常见到的可以将 FM 广播电波放大的高频放大器为例说明，使用广播电台的距离很远，所接收到的 FM 广播电波较弱，无法得到良广播接收效果等类似情况。此时，如果利用高频放大器将天线所接收的信号放大後，再输入调谐器时，便可以得到良广播。由於为 FM 广播，利用高频放大器放大，其目的是信号讯杂比。假设 FM 广播带的频率为76M90MHz（译者注：我国 FM 广播频率范围是 88MHz108MHz），则高频放大器所需要的频带宽为qp

27、xd 整理90M-76M=14MHz。，对於特定的地区而言，由於 FM 广播电台所发射的频率已经决定了，故实际电路并非需要 100%完整含盖此一FM 频带的宽度。在这里，可以设定高频小信号放大器的输入电路与输出电路的频带宽为 10MHz。由天线所输入的信号很微弱，将此微弱信号放大的电路，也有将此电路称为前置放大器(Pre-Amp)的。对於此一高频小信号放大器所要求的特性如下：(1)只通过所需要的频带(Q：选择性)(2) 功率增益要足够大(Gp：功率增益)(3) 放大器本身所产生的杂讯很小(NF：Noise Figure) (4)放大器的线性要宽广。定下设计方向-低杂讯表 1 所示的是本高频小信

28、号放大器的设计要求，输入输出阻抗与同轴电缆线的特性阻抗匹配，定为50。如果所通过的频带为 78M88MHz，频带宽 BW 成为 10MHz，则中心频率为 83MHz。放大器的功率增益 Gp 定为 20dB(100 倍)以上，在放大器内所产生的杂讯指数 NF(Noise Figure)为 3 dB 以下。以下说明可以满足表 1 规格的元件与电路方式的选择。(选择能够满足此一规格条件的FET。其功率增益为 20dB，将信号放大为 100 倍)图 5 FM 调谐器用高频放大器的方块图各方块图的重点来展开电路的设计，例如，输入输出回路的重点是为取得所必要的频带宽，需要设计适当(的选择性，另外也要注意阻

29、抗变换，放大部的目的是得到良信号放大)图 5 所示的是高频小信号放大器的方块图，为了得到低杂讯，使用 FET 代替 2SC 型式的高频晶体管。图6 所示的是FET 2SK241(东芝)的规格，此元件供FM 调谐器所使用，功率增益Gp 为28dB(typ)，电源电压10V输入阻抗50输出阻抗50中心频率83MHz功率增益20dB(min)杂讯指数（NF）3dB(max)最高工作温度60频带宽输入回路，输出回路均设计频带宽为 10MHzqp xd 整理杂讯指数 NF 为 1.7dB(typ)。高频放大电路为了能得到的放大作用，般均采用栅极接地的方式，其目的是为了减少回授电容量 Grss，但此一制作

30、如图 7 所示，使用的却是源极接地放大电路，为什么呢？从 2SK 241 的规格表可以查出 Crss=0.035pF(typ)，显然是一个很小的值。的 FET 其 Crss 为数pF，与此相此非常小。再观察 2SK241 的内部，如图 8 所示，它实际上是由源极接地电路的 FET 与栅极接地的两个 FET 串接而成，此称为串接(cascode)。为了便于参考，将 FET 的各种应用电路方式列出如图 9 所示。从这些参数可以看出：2SK241 的内部是由输入阻抗很高的源极接地电路与回授电容量很小的栅极接地电路组合而戍，非常适合做为高频放大的用。TOSHIBA 2SK241 PDF 文Adobe

31、Acrobat 阅读（中文版）2SK241 最大极限参数（Ta=25）参数符号额定值漏极-源极间电压VDS20V栅极-源极间电压VGS5V漏极电流ID30mA功耗PD200mW节温度Tch125温度Tstg-551252SK241电性能指标参数（Ta=25）参数符号测试条件最小值标准值最大值栅极漏电流IGSSVDS=0,VGS=5V-50nA栅极-源极间电压VDSXVGS=-4V,ID=100A20-V漏极电流IDSS（注）VDS=10V,VGS=01.5-14mA栅极-源极间关断电压VGS(OFF)VDS=10V,ID=100A-2.5V顺向转移导纳|Yfs|VDS=10V,VGS=0,f=

32、1KHz-10-mS输入电容CissVDS=10V,VGS=0,f=1MHz-3.0-pF回馈电容Crss-0.0350.050pF功率增益GpsVDS=10V,VGS=0,f=10MHz-28-dB杂音指数NF-1.73.0dB注：IDSSO:1.53.5 Y:3.07.0 GR:6.014.02SK241用途：FM 调谐器用、VHF 频带放大用管。 基本特点：杂讯指数小：NF=1.7dB(标准)功率杂讯大：Gp=28dB(标准)回授电容量小：Grss=0.035pF(标准)使用电压范围：515Vqp xd 整理图 7 FM 调谐器用高频放大器电路图L1：0.8mm 镀镍线，卷绕 4 圈内径

33、 11mm 拉长至 7mm。抽头为由接地算起往上方 1 圈处。L2：0.8mm 镀镍线，卷绕 3.5 圈内径 9mm 拉长至 8mm。(由於输入输出回路的谐振电路为空芯线圈，可以用手卷绕。整个放大电路使用 VHF 放大，电路形式采用FET 2SK241GR 做源极接地。)图 8 串接型 FET 2SK241 内部构造(2SK24l 的外观所看进去的为 l 个 FET，但是，其实际的内部构造是由2 个 FET 串接而成)图 9 FET 放大电路的各种接地方式第二章 高频放大器设计与制作2-2 使用FET（场效应管）高频放大期的设计-制作（第二部分）输入回路设计目标-取得最小杂讯匹配图 10 所示

34、输入电路部份为阻抗变换方式，得阻抗匹配。输入信号源阻抗 50 的情况，通过电路转换与 FET 的输入阻抗取但要注意到的是：一提到阻抗匹配，很多人都以为是电路增益最大匹配状态也最好，这是错误的。在图 11所示的高频放大电路中，为了取得最大增益，所做的阻抗匹配，此称为功率匹配(Power Matchlng )。在功率匹配的状态下，S/N 会下降，NF 会恶化。qp xd 整理图 10 高频放大器输入部的设计(在输入部的设计要考虑到杂讯匹配，使杂讯减至最低。并且从所需要的频带宽决定 QL)图 11 功率匹配与杂讯匹配(在功率匹配情，可以取得最大功率增益，也即是所称的阻抗匹配。杂讯匹配可以使FET 内

35、部所发生的杂讯为最小。)通过上面的分析可以知道，在高频小信号号放大器中，与其要取得最大增益，不如取 NF 最佳点，也即是要得到 杂讯匹配状态。2SK241 的杂讯匹配条件为从 FET 所望进去的信号源阻抗为 800。；根据此一条件，可以求得输入部的数值如下。频带宽：BW=88MHz-78MHz=10MHz中心频点：fo=83MHz选择性：QL=fo/BW=83M/10M=8.3 假设 R2=800，则XL1=XC1=R2/QL=800/8.3=96.4因 C=1/2( foXC1)=1/2 x83x106x96.4=20.0PF故，C1 用 30pF 的半可变电容器fo=96.4/2 x83x

36、106=0.18HL1=XL1/2因 L1 值很小，可以使用空芯的线圈，此时的 L1 的求法可以使用图 12 所示的图表取得。由图 12 可以求出使用线径0.8mm 的镀镍导线，内径 11.4mm，卷绕 4 圈，拉长为 7mm 时，便可以得到 0.18H 的电感量。又，在 L1 上可以采用抽头方式，供阻抗匹配。因 R1/R2=(N1/N2)2，故由 50/800=(N1/4)2 得 N1=1，也即是，抽头取自接地端算起第 1 圈。qp xd 整理圃 12 线圈的形状与算法(根据空芯线圈的电感量，由此一图表查出其形状。线圈及电感量虽也可以利用计算求得，但使用此图表较为方便)放大部分设计-使用零偏

37、压此处使用的 FET 2SK241 可以根据其饱和源极电流 IDSS(VGS=0V 时的源极电流)而Y(3.07.0mA)、GR(6.014mA)3 类。为O(1.53.5mA)、在特性图的指标方面，图 13 所示的为顺向转移导纳(admittance) yfs，代表ID/VGS，与电路制作时的增益目标值有关。由特性图可以看出，在 IDSS=10mA 时|yfs|最大，因此，在此将 2SK241GR 以零偏压(zero bias)的状态使用。接着根据容许损耗求电源电压与源极电流。此电路的电源电压可以定为规格表上所注明的电气测试条件的Voo=10V。最大容许损耗在周围温度为 25时为 200mW

38、，而在实际使用状态下，考虑到夏季温度的上升，需要考虑到周围温度可能上升到 60。在此条件下依据图 14 求得FET 的容许损耗，约为 130mW，如果由计算式也可以求得，计算公式如下：P(Ta)：在 Ta时的容许损耗；PD max：在周围温度为 25时的容许损耗，由规格表中可以查出 PD max=200mW。Ta max：最大结温度 125将数值代人上式中，得 P(60)=200X(125-60)/(125-25)=300mW因此，源极电流 ID 应满足 130mW/10V=13mA 以下。可以按图 15 所示，调整源极电阻 RS 的阻抗值，将 2SK241GR的源极电流在 810mA。在此制

39、作中，使用 IDSS 为 810mA 的 FET，这样 RS 可取值 0，直接接地。qp xd 整理图 13 2SK241 的顺向导纳 yfs图 14 2SK241 容许损耗的求法(顺向导纳|yfs|与 FET 的功率增益有关。|yfs|=ID/VGS， (使用半导体时，会由於周围温度与功率损失产生发热问VGS 为输入的栅极-源极间电压，ID 为输出源极电流)题。在本设计中，是按周围温度上升至 60来设计电路的)图 15 利用源极电阻 Rs 调整栅极电流输出回路设计目标-输出负载转化为 50接着，由图 16 求负载电阻值。由於负载为电感 L，其直流电阻可视为零，电源电压的 10V 成为漏极源极

40、间电压，假设栅极源极间电压 0V，则栅极电流为 8mA 的点。此一点称为工作点。以工作点为中心，找出栅极电流增加值与减少值(图中为工作点的上与下的长度)的负载线，也即是找出线性领域较广的负载线。在此一电路中，於负载电阻RL=600 时，栅极电流的增加与减少为相等，可以取出最大的输出。此一电阻值称为最适当负载电阻。qp xd 整理在输出负载为 50 时，需要做阻抗变换，以匹配 2SK241GR 的最适当负载电阻为 600。其频带宽与输入部同样是为 78M88MHz。图 16 由 2SK241 的特性求出负载线(在FET 的输出电路中，为了决定负载阻抗，可以画出的负载线，也即是要考虑到负载线的线性

41、领域能宽广些。)图 17 输出部必须与谐振电路匹配输出电路如图17 所示，这个电路可视为LC 谐振电路与L match(L字型的匹配电路)。在CC 端子间连接R4=50时，由 bb 端子看进去的阻抗为纯电阻 600。以下计算：的向量图，求 XL2b、XC3 的值。首先，参考电流 、qp xd 整理因设计打算从 bb端子间望进去的阻抗为纯电阻 600，因此 的虚数部应为 0，且实数部为实数部/=600，则有：=R42+XC32/R4=600/把 R4=50 代入式中，则 502+XC3/50=600从而 XC3166()由此求得 C3=1/2 foXC3=1/2 x83x106x16611.6p

42、F在此 C3 采用 20pF 半可变电容。虚数部由此值12 求得线圈应采用线径 0.8mm 内径 9mm 卷绕 3.5 圈，拉长即 8mm。第二章 高频放大器设计与制作2-2 使用FET（场效应管）高频放大期的设计-制作（第三部分）高频印刷电路基板设计时的要点图 18 所示的为所制作的高频小信号放大器的印刷电路图与零件配量图。在高频电路板的选择与图样设计及元器件排布装配都是非常重要的工作。现以本制作为例来说明注意点。印刷电路基板的材质刷电路基在高频电路刷电路基板会影响到电路的性能，使用错误时，放大器会发生振荡。因为印刷电路基板的绝缘物本身就是一种介质，以致会形成许多不可忽略的微容器。如表所示的

43、为各种印刷电路基板的特性此较，使用上限频率愈高的材质，印刷电路基板的价格愈高。qp xd 整理尤其是，材质多从(Teflon)基板的价格很高，市面上较难买到。的制作，所使用的印刷电路基板其树脂(Glass Epoxy)，纸树脂(Paper-Epoxy)与电木板(Baklite)中选择。本制作使用的是单面树脂基板。PCB PROTEL 文件格式(此 PCB 墨稿为 1:1 图，可利用激光打印机直接出稿)图 18 FM 调谐器用高频放大器的印刷电路基板图(印刷电路图样与零件排布很重要。为了避免 L1 与L2 间的电磁结合，装设金属片。)表 2 印刷电路基板的材质材质使用频率极限价格强度5GHz高价

44、，难取得易碎树脂1GHz中价位坚固纸树脂300MHz中价位脆弱电木板100MHz低价脆弱qp xd 整理高频用印刷电路板元器件布图设计注意点图 19 所示的是信号在印刷电路的基板铜箔上的流程情况。在高频信号的流程图样中，要注意不要形成电感量，直线的铜箔图样要尽量粗，尽量以铜箔面而不以铜箔线做为连接。又，接地铜箔图样也要视为信号的流通， 应尽量将接地图样扩展而降低阻抗，输入信号与输出信号不要在接地铜箔图样上交叉。(印刷电路基板上的细配线会形成感。为了避免这种情况，应尽量将其作成面状。又，输入信号与输出信号不应在同一铜箔图样上交叉。)注意零件排布，防止输入与输出回路信号交叉如果零件排布与装配不适当

45、时，输出信号的一部分会回授至输入电路。如图 20 所示，要注意线圈的配置方位避免产生互相结合现象。在本制作中，输入回路线圈 L1 平躺在基板上安装，而输出回路的线圈 L2 则为立式装配，以避免线圈间的电磁耦合。另外，还可以使用 0.1mm 的铜片做为板，立在基板中部，以防患经由静电容所引起的耦合。第二章 高频放大器设计与制作2-2 使用FET（场效应管）高频放大期的设计-制作（第四部分）FM 调谐器用高频放大器的调整高频放大器的调整Generator)与电场强度计。如图 21 所示。必备的测试器为标准信号产生器(SSG：Standard Signal如果测试仪器无法取得，也可以使用第 8 章的

46、 FM 收音机。的简易型标准信号产生器(简易型 SSG)，以及附有调谐为了防止在调整时受到外来电波与杂讯等的影响，可以如1 所示，将高频小信号放大器置於由印刷电路板作成的盒子内。本制作需要调整的是半可变(Triminer)电容器 C1 ，C2 和 C3 。qp xd 整理首先，将 C3 的电容量旋置于 1/2 位置，SSG 的频率设定为 83MHz，输出强度+20dB，然後调整 C1 与 C2，使电场强度指针摆振至最大。接着再调整 C3，使电场强度计的摆振为最大。然后逐步将 SSG 的输出电平降低 010dB 后再对 C1，C2，C3 做 23 次的反覆调整。通过以上调整，可以使本电路功率增益

47、与 NF 调整到一个比较理想的指标。图 21 利用 SSG 与场强计做为高频放大器的调整与测试(正确的调整与测试需要使用SSG(标准信号产生器)与电场强度计，所需要调整地方是修整用电容器 C1，C2，C3 共 3 处)制作完成的高频率放大器安装於盒子内(为防止外来电波的可能影响，最好在室内测试，也可以使用印刷电路基板作材料，除留出必要的调试全)图 22 所示的为使用简易型 SSG 与 FM 调谐器的调整。使用简易型 SSG 代用 SSG，使用 FM 调谐器代用电场强度计。又，由於将放大器的输出直接连接在 FM 调谐器上，因此，需要使用 50/300 的阻抗变换器与衰减器。，在放大器的输连接 5

48、0 的电阻，在 FM 调谐器的天线端子连接 300 的电阻，以达到阻抗匹配。以此两个电阻做电磁结合，调整电阻的间隔，起到代用专门的衰减器(ATT)效果。可能摆振，可以在两个电阻间用 25pF 的电容刚开始调整时，由於放大器的输出很小，调谐加以耦合。至此调整告一段落，但为了使杂讯特性 NF 达到最佳点，有必要使用杂讯产生器(Noise Generator)再作进一步测试。此一杂讯发生器在第 8有制作方面的。图 22 利用简易型 SSG 做为高频放大器的调整功率增益舆频率特性的测试有的话，现在不妨测试一下本高频小信号放大器的功率增益。qp xd 整理首先，将 SSG 的输出电平设定为 0dB，直接

49、连接电场强度计(也可以使用 FM 调谐器与阶段式衰减器)， 调整电场强度计的增益(GAIN)旋钮，使电场强度计的衰减器也位于 0dB。接着，如图 21 所示般连接，调整电场强度计的衰减器，使其成为 0dB，此一衰减器当前值就是功率增益值。为了确认电路再现性以排除偶然性，在此制作 2 套高频小信号放大器，#1 套所测得的功率增益为22dB(83MHz)，#2 套所测得的功率增益为 25 dB。利用图 21 的连接，改变频率，分别求出各频率的功率增益值，以观察其频率特征响应。此次所测得的结果如图 23 所示，按比中心频率 83MHz 时功率增益值下降 3dB 的 2 个点间的频率差， 称为频带响应

50、带宽 BW。由测试结果可以看出#1 套的 BW 为 5.5MHz，#2 套的 BW 为 4.0MHz。图 23 制作高频放大器其功率增益与频率特性(根据设计要求，功率增益到达 20dB 以上的频带宽为5MHz 左右，在 FM 的广播频带 7690MHz 边缘，其功率增益仍大于 10dB)输入回路与输出回路的频带宽分别设计为 10MHz。由于整个电路共有 LC 谐振回路，因此电路的整体选择性指标 Q 会增高，使频带宽 BW 变窄。所制作的高频小信号放大器在 FM 广播频带的两端 76MHz 与 90MHz，其功率增益约为 10dB，可以含盖 FM 广播频带的全领域。，在特定 FM 广播电台接收的

51、场合应用，最好将选择性 Q 设计为 2040左右，使频带宽变得较为狭窄些比较妥当。又，市面上的 FM 天线或调谐器其特征阻抗多为 75，但仍可比照以上使用和测试。在这种情需要对电路进行必要的修改和调整： 输入回路：R2=1200，Q=12.4输出回路：调整 C2C3，使之与 75 阻抗匹配另外，在本电路实际制作时，放大元件还可以使用 CaAs 型的 FET，使杂讯指标进一步下降。第二章 高频放大器设计与制作2-3 使用 IC 的宽频带放大器的设计-制作（第一部分）VHF/UHF 频带放大也是 IC 的以前，高频宽频带放大器是由数个晶体管所。随着集成电路 IC 设计及用 IC 已很普遍，也很容易可以取得。工艺的进步，高频使在此，高频宽频带放大器 IC 的使用提出说明，以电视 VHF 频带(Booster) 的设计与，但只要变更电路制作为实际制作的例子。Booster 原为升压的意思，此处举的例子为 VHF 频带数值，也可以当作其它各类型 VHF/UHF 频带的使用。表 3 所示的为电气的各种宽频带放大器 IC 的特性表，可以从中选择到所需要的规格使用。电视的频率领域从 1ch12ch 为 90MHz220MHz，此处选用频率特性可变的 PCI658C，其他的 IC参数特征已定，只具有输入与电源端子，接地