第10章_直流电源电路

1、内容：线性串联稳压(二极管稳压、三端集成稳压、基准稳压)、开关稳压、DC-DC稳压10.1 直流电源组成直流电源是电子设备重要组成部分，直流电源电路是电子设备基本电路之一，其作用是把市电(220V或380V交流电压)转换成电子电路内部元器件所需的低压直流稳定电源。对电源电路总的要求是：稳定度高(即负载调整率、输入电压调整率小，且纹波系数小)、效率高、体积小、成本低，具有完善的保护功能（过流保护、过热保护、输出过压保护、输入欠压保护等），稳定性好、可长时间连续工作。根据电源电路工作原理，可以将电源电路分为线性稳压和开关稳压两大类。大致由电源变压器（也称为工频变压器，开关稳压电路一般不需要工频变压

2、器）、整流、滤波、稳压电路等部分组成，如图10-X所示。工频变压器在线性稳压电源电路中，起变压（将220V交流电压变为几伏、十几伏、几十伏的交流低压）和隔离双重作用，使变压器次级后的电路与电网实现电气上隔离，成为不带电的“冷板”。由于市电频率低（50Hz或60Hz），工频变压器初级绕组多，绕线寄生电阻大，铜损偏高；另一方面，硅钢片构成的磁芯材料电阻率低，涡流损耗也较大，即工频变压器效率不高。此外，还存在体积大、重量重、成本高的缺点。工频变压器体积、重量严重制约了线性稳压电源的小型和微型化。整流电路一般由二极管组成，利用二极管的单向导电性将交流电压变为单向脉动直流电压，图10-X给出了常用半波整

3、流、全波整流(包括桥式整流)电路的输出波形。为使稳压电路输入电压的脉动性尽可能小，借助电容或电容-电感构成的无源低通滤波器对整流输出电压进行低通滤波。从图10-X中可以看出滤波后，输出电压脉动性已大大下降，某些对电源稳定性要求不高的电路(如音响的功放级)，可直接使用滤波后的电压作电源电压。滤波后的直流电压脉动性尽管已较低，但还不能作为对电源稳定性较敏感的电路，如AD转换电路、微弱信号放大电路、TTL逻辑电路等的工作电源，还必须经过稳压电路稳压后才能获得不受电网电压波动、负载变动、温度变动等因素影响的高稳定性的直流电源。10.2 整流电路所谓“整流”电路就是利用二极管的单向导电性，将交流电变为单

4、向脉动直流电。常用的整流电路有半波整流、全波整流和桥式整流等形式，电路结构及波形如图10-X所示。图10-X 常见的二极管整流电路工作原理与输出电压波形半波整流电路最简单，只用一只二极管。在的正半周二极管D导通，如果忽略二极管D上的压降，在纯电阻负载上电压的波形与相同；而在负半周，二极管D反偏，处于截止状态，如果忽略二极管反向漏电流，没有电流流过负载电阻，输出电压为零。半波整流电路输出波形如图10-X(a)所示，可见半波整流输出电压脉动很大。变压器次级线圈只在半个周期工作，利用率低，只用于输出功率较小电源电路中（在工频电路中，用普通整流二极管；在低压开关电源电路中一般采用导通电阻较低的肖特基二

5、极管）。在全波整流电路中，由次级带有中心抽头的变压器和两只二极管组成。在正半周，二极管D1导通、D2截止，如果忽略二极管D1上的压降，纯电阻负载上获得的输出电压极性上正下负，波形与相同，电流方向如图(b)中的实线所示；而在的负半周，二极管D2导通、D1截止，如果忽略二极管D2上的压降，纯电阻负载上获得的输出电压极性也是上正下负，波形与也相同，电流方向如图(b)中的虚线所示。全波整流电路输出波形如图10-X(b)所示，可见全波整流输出电压脉动比半波整流小。尽管全波整流在正、负半周均能向负载提供电流，但变压器两个次级线圈总是处于交替工作状态，利用率并不高(与半波整流相同)。由于脉动电流仅流过一只二

6、极管，损耗小，在低压、大电流整流电路中得到了广泛应用，如开关电源的高频低压、大电流整流电路。为进一步减小整流二极管功耗，在低压、大电流整流电路中用导通电压较小的肖特基二极管作整流二极管；当肖特基二极管压降也嫌大时，可采用同步整流方式，在同步整流电路中使用导通内阻为m级的MOS管作整流管。桥式整流电路由四只二极管组成，在的正半周，D2、D4截止，D1、D3导通，输出电压的极性上正下负，当忽略二极管D1、D3上的压降时，波形与相同，电流方向如图(c)中的实线所示；而在的负半周，D1、D3截止，D2、D4导通，输出电压的极性也是上正下负，当忽略二极管D2、D4上的压降时，波形也与相同，电流方向如图(

7、c)中的虚线所示。桥式整流电路输出电压的波形与全波整流相同；在的正、负半周，变压器次级均处于工作状态，利用率高，即相同输出功率的整流电路，桥式整流电路所需工频变压器体积最小，因此在电源电路中得到了广泛应用(对工频电压进行整流时，可用普通的整流二极管；对高频信号整流时，可用工作频率高的快恢复二极管)。但由于单向脉动电流要流过两只二极管，二极管损耗比全波整流电路大，因此不适用于输出电压仅为几伏的低压大电流整流电路。图10-2 输入/输出波形 电路参数与整流二极管参数选择1. 输出电压的平均值在忽略二极管开启电压与导通压降情况下，当负载为纯阻性负载时，则半波整流输出电压的平均值=其中为变压器次级交流

8、电压的有效值。根据全波整流、桥式整流输出电压的波形，全波整流、桥式整流输出电压的平均值应为半波整流输出电压平均值的两倍，即=2. 负载平均电流、二极管平均电流与最大电流在半波整流电路中，整流二极管D与负载串联，当负载为纯阻性时，二极管平均电流与负载平均电流相同，即=显然当输入电压达到最大值时，流过二极管的电流也达到最大，即=在全波整流、桥式整流电路中，纯阻性负载平均电流=对于全波整流来说，二极管D1、D2交替导通；而在桥式整流电路中D1、D3与D2、D4也交替导通。因此流过二极管平均电流、最大电流与半波整流情况相同。3. 二极管承受最大反向电压对于半波整流来说，在负半周，二极管D截止，承受的最

9、大反向电压等于的最大值；对于桥式整流来说，二极管交替导通，处于截止状态的二极管承受的最大反向电压也等于的最大值；对于全波整流来说，如果两个次级线圈输出电压有效值为，则处于截止状态的二极管承受的最大反向电压将是。以上最大反向电压尚没有考虑电网电压波动10%情况。此外在电路设计中，为保险起见，二极管承受的最大反向电压应留30%以上余量，以防止串入电网中的尖蜂脉冲不至于使二极管击穿。其他常用的整流电路1. 正负电源整流电路使用次级带有中心抽头变压器和四只二极管，按图10-X所示方式连接，即获得正负电源。D1、D2交替导通向负载供电；D3、D4交替导通向负载供电，负载电阻上电压波形与全波整流相同，如图

10、所示。图10-X 正负双电源整流电路2. 三相整流电路10.3 滤波电路整流后尽管获得了单向直流电，但脉动性很大(最小值为0，最大值与输入电压最大值相同)。从频谱角度来看，除了直流成分外，还有基波、高次谐波，尚需经过电容、电感-电容等元件构成的无源低通滤波电路尽可能滤除其中的基波及高次谐波。 电容滤波电容滤波原理电路如图10-X(a)所示，滤波效果与滤波电容容量有关，容量越大，滤波效果越好。因此，滤波电容均为大容量的电解电容，而电解电容寄生电感大，对脉动电流中的高次谐波呈感性，滤波效果差。因此，实际电容滤波电路均需要在大电容旁边并上一只寄生电感小、寄生电阻尽可能低、容量在F的高频瓷片电容或CB

11、B电容，如图10-X(b)所示。采用电容滤波后，半波整流电容滤波电路输出波形如图10-X所示，而全波(包括桥式)整流电容滤波电路输出波形如图10-X所示。图10-X半波整流电容滤波输出波形图10-X 全波(桥式)整流电容滤波输出波形可见滤波后，输出电压脉动性小了很多，但整流二极管中电流波形与输入电压波形差异很大，导通角远小于，畸变严重。原因是在稳定状态下，滤波电容C两端电压在最大值与最小值之间变化，只有当输入电压大于电容两端电压时，整流二极管才导通（如图中的A点）；二极管导通后滤波电容两端电压随输入电压的增加而增加，当达到最大值时，也达到最大值，如图中的AB段；减小，输出也会随着下降，当小于时

12、，二极管截止，电容两端电压向负载放电(时间常数为)，输出电压逐渐下降，如图中的BC段；在下一个半周期，当大于时，二极管又开始导通。滤波电容越大，输出电压脉动性越小，整流二极管导通角越小，二极管脉动电流峰值就越大，电流波形失真就越严重。当取时，脉动电流峰值可达35倍负载平均电流。电容滤波输出电压平均值数字解析式比较复杂，当整流二极管内阻很小，而较大，用线性近似方式求解输出电压的平均值。当达到最大值时，也达到最大值，即=，然后整流二极管截止。由于较大，二极管截止后，输出电压近似线性下降，并假设该直线段延长线与横轴交点长度刚好为，如图10-X所示。图10-X 电容滤波近似计算图利用三角形相似关系，不

13、难看出=作线性近似后，输出电压的平均值=其中，滤波输出电压最大值=，T为交流电周期。当取时，输出电压的平均值=（1.181.27） 其他形式的滤波电路在市电频率下，多用电容滤波(从传递函数分析，属于一阶RC低通滤波)。但当信号频率较高时，多采用电感、电感-电容滤波，如图10-X所示，其中图(a)属于二阶低通滤波，而图(b)属于三阶低通滤波，滤波效果明显优于电容滤波。10.3.3半桥AC-DC-AC变换器专用的整流滤波电路在中功率(150W1KW)开关电源中，广泛采用半桥DC-AC变换器把整流滤波后的高压直流电压变为低压高频脉冲电压。其整流滤波电路与桥式整流滤波电路相似，但又有所区别，如图10-

14、X所示。当开关K未闭合时，构成桥式整流电路，电容、串联。在理想状态下，当=时，A点电位=（当输入电压为220V时，约为155V）。但由于大电容误差较大，使偏离，需通过电阻、(=)分压使电位尽可能接近。电阻、起均压和泄放作用（在负载断路后，给滤波电容存储的能量提供泄放通路），、大小必须适中，太大均压效果差，太小功耗大（均压电阻功耗一般按电源输出功率的1%推算其阻值）。例电源输出功率为300W，均压电阻消耗功率为输出功率的1%，即3W。当输入电压为220V时，=155V，则=16K，取标准值15K(耗散功率为2W)。当开关K闭合时，与并联、与并联，结果、截止，相当于倍压整流，如图(b)所示。如果输

15、入电压降为110V，则输出电压依然保持不变，因此开关K称为输入电压制式（220/110）转换开关。10.4稳压电路整流滤波后获得的直流电压一般还不能作为电子线路的供电电压，原因是：一方面，整流滤波后获得的直流电压纹波系数依然较大；另一方面，由于整流电路内阻不为零，当负载变化时，输出电压会升高或下降；三是在负载不变情况下，输入电压波动时，输出电压也会随着波动。因此，必须通过稳压电路，才能获得输出电压不随输入电压、负载变化而变化的直流稳定电压。稳压电路主要性能由下列参数描述：(1) 稳压系数=即输出电压相对变化量与输入电压相对变量。显然，输入电压变化时，输出电压变化量越小，就越小，稳压效果就越好。

16、(2) 输出阻抗=对于理想的稳压源来说，输出电流可以从0之间变化，而输出电压没有变化，即为0，即内阻=0。但对于实际稳压源来说，输出电流增大时，输出电压会有所下降，即=0。一个质量优良的稳压源，其输出阻抗在m以下。(3) 温度系数=该参数体现的是稳压源热稳定性，越小，表明温度变化时，输出电压变量量越小。(4) 输入电压调整率(5) 负载调整率10.4.1二极管稳压电路二极管稳压电路最简单，由限流电阻R和稳压二极管组成，如图10-X(a)所示。1. 稳压原理由于负载与稳压二极管并联，显然输出电压=-=-二极管稳压电路的稳压原理是利用稳压二极管击穿后，端电压基本保持不变的原理使输出电压稳定。当负载

17、不变时，输入()，结果基本保持不变；反之，当()，结果基本保持不变。这说明变化引起变化，而基本不变。当输入电压不变时，负载()()(稳压电路内阻压降增加造成)；反之，负载()()(稳压电路内阻压降减小造成)。这说明输出基本不随负载变化而变化。2. 电路参数选择(1) 输入电压根据经验，输入电压取=(23)然后根据输入电压选择输入电压.(2) 限流电阻R限流电阻R大小必须合理，否则稳压效果很差或造成稳压二极管过流而烧毁。因此，R最小值必须保证在输入电压达到最大、负载电流最小时，流过稳压二极管电流小于最大稳压电流，即=-=即限流电阻R阻值R10.4.2串联稳压电路二极管并联稳压电路效率低，仅适用负

18、载电流很小(十几mA以下)的场合。当输出电流较大时，可使用三极管扩流，如图10-X所示。由于负载三极管串联，因此称为串联稳压电路。显然输出电压=-。由于三极管BE结导通电压=0.7V，基本不变，因此输出电压也基本不变。根据三极管基极电流与发射极电流关系，与稳压二极管并联稳压电路相比，输出电流被放大了(1+)。但图10-X所示的串联稳压电路存在两个明显的缺点：(1)负载调整率不高，纹波系数较大，原因是缺少输出采样电路；(2)输出电压不可调。为此，还需要增加输出电压取样电路以及误差放大电路，如图10-X所示。其中R1、R2构成了输出电压采样电路，如果流过R2的电流三极管T2基极电流，则VB电位就认

19、为基本不变，因此=为进一步提高负载调整率，增加了小电容C3，这样输出电压瞬时值直接加到误差放大器的输出端。当输出电流较大时，T1需要大功率管，而大功率电流放大系数小，需要较大的基极驱动电流，为此在实际电路中，T1管往往是达林顿管或小、中、大功率的复合管，如图10-X所示。其中T3为小功率PNP管，而T2为中功率NPN管，T1为大功率NPN管，等效于一个大功率的PNP管。为保证复合管工作在放大状态，最小管压降(即输入与输出之间压差)=0.7+20=2.1V实际上此时调整管已处于临界饱和状态，实际上T3的CE压降不能小于1.0V，否则稳压效果很差，这就是一般串联稳压电源输入输出最小压差在2.5V以

20、上的原因。显然，管压降越大，效率就越低。不过标准压差稳压电路采用三个复合管，电流放大系数很高，因此对地漏电流很小，如代表性产品LM78XX系列对地电流典型值为4.3mA，最大不超过10mA。为减小最小压差，在输出电流较小的稳压电路中，采用电流放大系数较大的单个NPN代替两个NPN管，获得了串联稳压电路(QLDO)，如图10-X(a)所示。在输出电流只有100mA左右的小功率串联稳压电路中，甚至直接采用中功率PNP管作调整管，这样即可获得压差小于1.0V的低压差(LDO)稳压电路，如图10-X（b）所示。在准低压差串联稳压电路中，最小管压降=而在低压差串联稳压电路中，最小管压降=0.7V。在低压

21、压差稳压电路中，为获得较大输出电流而采用大功率PNP管时，因电流放大系数小，对地漏电流较大。如代表性产品LM2940满载(1A)时，对地漏电流高达45mA。10.5 开关电源.1开关电源概述开关电源体积小、效率高，输出功能大，大致由下列电路组成。.1 DC-DC变换器基本电路及其工作原理1. 降压式(Buck)变换器降压式(Buck)DC-DC变换器原理电路如图10-X所示，由开关管T(BJT功率管或MOS功率管)、续流二极管D、滤波电感L、滤波电容C组成。(a) 模型电路 (b)原理电路图10-X Buck DC-DC变换器模型电路与原理电路在稳定状态下，输出电压在PWM控制周期内近似认为不

22、变，则在T导通期间()电感L两端电压=-(忽略开关管饱和压降)恒定，因此电感中的电流=(集电极电流)=+=+当t=时，达到最大值，PWM控制脉冲信号为0，开关管截止，电感电流通过二极管D形成回路继续向负载供电。在忽略二极管压降情况下，电感电压就等于输出电压，因此电感电流=-从最大值线性下降。当达到最小值时，PWM控制脉冲信号为高电平，开关管导通，重复下一周期。因此电感电流、开关管集电极电流、续流二极管D电流波形如图10-X所示。显然，在开关管导通期间电感电流增加量与截止期间减小量相等(从磁通复位角度考虑，在导通期间电感电压对时间t积分与截止期间电感电压对时间t积分应该相等，即伏秒积相等换句话说

23、在稳定状态，电感电压平均值为0)，由此推导出=，其中T就是PWM控制信号的周期，而称为PWM信号的占空比。由此看出控制输出电压大小的方式有以下两种：在T不变情况下，控制导通时间，即可改变信号占空比。这就是常用的PWM(Pulse Width Modulation)方式。在不变情况下，改变控制信号周期T，同样也能改变信号占空比。这就是所谓的PFM(Pulse Frequency Modulation)方式。当然，也可以同时采用PWM调制、PFM调制，即混合调制。例如，某些集成开关稳压控制芯片，在负载较重时，采用PWM调制；而在负载较较轻时，采用PFM调制，以较小开关管的开关损耗。由于开关管工作在

24、大电流状态下，饱和压降较大；在输出电压较低情况下，续流二极管D上压降也不能忽略(对于肖特基二极管来说，导通电压约为0.3V，只有输出电压3.0V时，才能成立)。即=+ ；开关管导通期间=- ；开关管截止期间=可见，在占空比d=保持不变情况下，考虑了、情况下，输出电压将略有下降。电感电流模式当电感电流最小值0时，称为电感电流连续模式。当电感电流最小值=0时，称为电感电流临界连续模式，临界连续模式最大电流=在连续、临界连续模式下，如果输入电压保持不变，显然导通期间电感电流线性增加与截止期间电感电流线性减小两直线段的斜率没有变化，因此PWM信号的占空比没有变化，如图10-X中的a、b所示。当负载较轻

25、时，将缩短，增加(T不变)。由于截止期间电感电流线性减小的斜率不变，结果电感电流不再连续，如图10-X中的c所示。由于在DC-DC降压电路中，实际上很少使用单个NPN三极管作为开关元件，原因是控制信号Vcon幅度一定要大于输出电压uo，不方便。一般采用PNP与NPN复合管或P沟大功率MOS作开关管，如图10-X所示。2. 升压式(Boost)变换器升压式(Boost)DC-DC变换器原理电路如图10-X(a)所示，由开关管T（可采用NPN型三极管或N沟功率MOS管）、隔离二极管D(多为肖特基二极管)、储能电感L与滤波电容C组成。当控制脉冲PWM为高电平时，开关管导通，隔离二极管D截止，如图10

26、-X(b)所示。在忽略开关管饱和压降情况下，电感两端电压=，可见电感电流线性增加(能量存储过程)。=+当控制脉冲PWM为低电平时，开关管截止，隔离二极管D导通，如图10-X(c)所示。在忽略二极管压降情况下，电感两端电压=-，也是常数。因此，电感电流从最大值线性下降，即=-显然，在开关截止期间，感应电动势左负右正，因此输出电压=+，可见输出电压比输入大，即实现了升压功能。当电感电流下降到最小值时，控制信号又变为高电平，开关管T再次导通，重复下一个周期。升压DC-DC变换器电流电压波形如图10-X所示。与降压式DC-DC电路惟一区别是开关管导通时输出电压uo下降，而开关截止时输出电压uo上升。显

27、然，在开关管导通期间电感电流增加量与截止期间减小量相等，由此推导出稳定状态下，输出电压=由于d总是小于1，因此输出电压。考虑开关管饱和压降、二极管D导通压降时，输出电压=-可见对于升压式变换器来说，占空比一般不能取太大，否则输出电压因的存在会大大下降。升压式DC-DC变换电路中，可以使用大功率NPN(包括其复合)管、N沟MOS管作开关管，其中的隔离二极管也多采用肖特基二极管(低压电路)或快恢复二极管(高压电路)，无须也不能采用MOS管。3. 升压(Boost)-降压(Buck)式变换器升压(Boost)-降压(Buck)式变换器原理电路如图10-X所示，由PNP型三极管或P沟功率MOS、肖特基

28、二极管D、储能电感L与滤波电容C组成。当控制信号为低电平时，T管导通，续流二极管D截止。在忽略开关管饱和压降情况下，电感两端电压=，可见电感L电流线性增加。=+当控制脉冲信号为高电平时，开关管截止，二极管D导通。在忽略二极管压降情况下，电感两端电压=，也是常数。因此，电感电流从最大值线性下降，即=-当电感电流下降到最小值时，控制信号又变为低电平，开关管T再次导通，重复下一个周期。显然，在开关管导通期间电感电流增加量与截止期间减小量相等，由此推导出=可见：当d0.5时，0.5时，即实现了升压功能，且该电路输出电压极性与输入电压相反。波形如图10-X所示。考虑开关管饱和压降、二极管D导通压降情况下

29、，输出电压=4. 单端反激隔离式DC-DC变换器(FLYBACK REGULATOR)单端反激隔离式是最常用的DC-DC变换器，其特点是：(1)输入/输出隔离；(2)次级变压器可以单圈也可以是多圈，能获得具有不同输出电压的稳压电源，甚至极性相反的负电源。当三极管Q基极为高电平时，三极管导通，变压器次级线圈电压极性上负下正，二极管D截止，变压器初级等效于一个储能电感(类似与Buck变换器)，次级线圈中电感电流=三极管集电极电流线性增加，在t=达到最大，此时变压器存储的能量也达到最大。当三极管Q基极驱动信号为低电平时，三极管截止，变压器次级线圈感应电压极性上正下负，二极管D导通，存储的能量向负载释

30、放。在特定应用电路中，可能需要在输入与输出之间加接一个容量为102103的Y安规电容，避免输入与输出之间出现静电高压。5. 半桥式隔离式DC-DC变换器6. 全桥式隔离式DC-DC变换器7. 互补推挽式DC-DC变换器 常用DC-DC变换器控制芯片1. 降压式DC-DC控制芯片降压式DC-DC控制芯片很多，如LM2575/2576(频率为52KHz)、LM259X系列(频率为150KHz)、LM2830(频率为为1.6MHz/3.0MHz)等。下面以LM2596控制芯片为例，介绍利用DC-DC稳压芯片构成稳压器的设计步骤：设计目标：输出电压为13.2V、最大负载电流为2A、市电电压变化范围在1

31、75265V之间。需要确定的参数：变压器输出电压(有效值)与输出功率、滤波电容容量。(1) 选择LM2596种类与确定电原理图：由于输出电压为13.2V，只能选择输出电压可调的LM2596-ADJ，电路如图10-X所示。图10-X LM2596稳压电路(2) 确定电阻、。LM2596输出电压=，其中为反馈输入端的基准电压，典型值为1.23V。因此=根据反馈端输入电流以及、的取值范围，当R2取15K时，R1应为1.54K(取标准值值K，然后通过并联电阻，通过计算可知，时与计算值最接近)。当=15K，=2.0K，=6.8K时，输出电压=13.17V，与设计值偏差约为0.2%，完全满足设计要求。(3

32、) 根据LM2596参数，估算最低输入电压。对于降压式DC-DC稳压芯片来说，=。当输入电压下降时，占空比d升高。当d最大取0.9时，对应的输入电压称为最小输入电压=(4) 根据市电范围，估算正常情况下电容滤波电路最小输出电压。当变压器输入电压下降时，其输出电压将近似等比例下降，进而电容滤波输出最小电压也等比例下降。在本例中，最小市电电压为175V，与正常情况下的220V相比偏离即在正常情况下，电容滤波最小输出电压=(5) 根据LM2596效率与输入电压关系以及电容滤波电路特征，计算变压器输出电压与滤波电容参数。LM2596效率与输入电压关系如图10-X所示，可见当输出电压为13V时，输入电压在1935V之间效率较高。图10-X 输入电压与效率关系2A。当输入电压为19V时，LM2596变换器效率约为90%。即输入稳压器芯片的实际功率为=29.3W。因此电容滤波电路等效负载=根据电容滤波特征，滤波电容=(35)=2400uF4030uF，取标准值3300uF(相应地=)。根据电容滤波最大输出电压、最小输出电压与平均电压关系=由此估算变压器输出电压有效值=18.5V。考虑到满载时，变压器次级线圈上压降会增加。根据经验，变压器实际输出电压应比计算值高5%。因此，变压器输出电压有效值取18.5(1+0.05)，即19.5V。变压器功率估算：考虑到工频变压器