升压式DC／DC变换器的研究与设计

1、李亚雄摘要如今，随着手机、相机以及平板电脑等各种便携式数码电子产品的快速发展和市场的不断扩大，电子产品扮演着人们日常生活中举足轻重的地位。电源管理芯片，作为整个电子系统中不可或缺的组成部件，其发展和需求量都得到了迅猛增加。由于具有转换效率高、小体积是等特点，DC/DC变换器被广泛应用于各种便携式电子产品中。本文通过分析和研究DC/DC变换器的三种基本的拓扑结构和工作原理，设计了一款升压式DC/DC变换器。该升压式DC/DC变换器的输入电压范围为2.7 V-5.5 V，可应用于锂离子电池供电的各种便携式电子产品中，稳定输出电压高达18 V，最大负载电流可达200 mA。电路调制采用电压控制PWM

2、方式，内建振荡器的频率为1.5 MHz。为提高系统效率采用同步整流技术。并且研究了升压型变换器的模型建立，设计了欠压锁定、过温关断等保护电路提升了系统的稳定性。本文完成了带隙基准电压源、LDO稳压器、PWM比较器、误差放大器、钳位电路、振荡器、系统补偿电路等DC/DC变换芯片控制电路的子模块的设计。电路基于0.35 m BCD6S工艺，使用Cadence Spectre仿真工具完成了系统的仿真验证。仿真结果表明本文设计的升压式DC/DC变换器切实可行，各项性能均能达到设计目标。关键词： DC/DC变换器；升压式；设计；仿真；1 引言日常使用的便携式电子产品需要多种电压，但是这些产品通常只能由一

3、组电池供电，所以其必须通过DC/DC 变换器供给所需要的各种直流电压。依据输入电路与输出电路的之间关系，DC/DC变换器可分为升压型 (Boost)、降压型 (Bulk)，升压-降压型 (Boost-Bulk)和反相型 (CuK)DC/DC变换器1。Boost 型DC/DC变换器技术尤其是数控Boost 型DC/DC变换器技术是一门实践性非常强的工程技术，其应用服务于各行各业。如今Boost 型DC/DC变换器技术融合了电子、系统集成、电气、材料和控制理论等诸多学科领域。Boost 型DC/DC变换器是电子技术中应用最多的仪表设备之一，广泛的应用于科研和教学等领域，是电路开发部门、电子实验员和

4、电子设计人员进行科学研究和实验操作不可或缺的电子仪器设备。在电子电路中，供电一般采用电压稳定的直流Boost 型DC/DC变换器。在整个稳定电压过程中，Boost 型DC/DC变换器通常由变压器、整流、滤波和稳压等四部分构成。但是这种传统的Boost 型DC/DC变换器具有可靠性低、功能简单、不好控制、精度低、干扰大和复杂度高等缺点。传统的Boost 型DC/DC变换器有很多品种，但都存在以下两个问题：变换器随着使用时间的增长，会出现波段开关及电位器接触不良的问题，影响输出。稳压方式一般采用串联型稳压电路，对过载进行限流与截流保护，电路构成比较复杂，稳压精度低。另外，由于通过粗调（波段开关）和

5、细调（电位器）来调节输出电压2-3。所以，当需要精确输出电压，或需要在一个很小的范围内变化时，难度较大。在各种便携式电子设备中，一般供电都采用电压稳定的直流Boost 型DC/DC变换器。但是在日常实际生活中，供电均由220V的交流电网提供，所有这就便需要通过变压、整流、滤波和稳压电路将220 V交流电转换成稳定的直流电。滤波器的作用是滤去整流输出电压中的纹波，传统电路一般由电容器和滤波扼流圈构成，如果由晶体管滤波器来替换，则可减小直流Boost 型DC/DC变换器的体积和减轻其重量，并且晶体管滤波直流Boost 型DC/DC变换器不需要直流稳压器便能够用作家用设备的Boost 型DC/DC变

6、换器，既缩小家用设备的体积，使家用设备小型化，还能大幅降低家用设备的成本。传统的Boost 型DC/DC变换器一般通过波段开关和电位器来实现对电压的调节，并且使用电压表指示电压的大小，所以其变换器具有电压调节精度低，读数直观度不高和电位器易损坏的缺点。但是基于单片机控制的Boost 型DC/DC变换器能够较好地弥补以上传统Boost 型DC/DC变换器的缺点4。随着电子行业的快速发展，Boost 型DC/DC变换器是其发展的必然产物。如今，随着电子技术的发展，可调Boost 型DC/DC变换器得到了越来越广泛的应用。目前，各种单片机控制的数字Boost 型DC/DC变换器发展越来越快，已经被广

7、泛应用于工业电器、家庭电器和军事电器等领域，显示出强大的主流性。同时，由于它较强的扩展能力和日趋完善的功能而扩展应用到人类生活的各个方面。2 Boost 型DC/DC变换器原理分析2.1 Boost 型DC/DC变换器图为Boost 型DC/DC变换器拓扑结构，主要由以下四个部分组成：开关(SW)、续流二极管(D)、升压电感(L)、滤波电容(C)。其中开关(SW)是受控制电路决定的周期性导通。图2.1 Boost 型DC/DC变换器拓扑结构当开关导通时，储能电感的两端被输入电压加载，电感储存能量，使能量不能传递给输出端，根据电感方程，有：由可推导：假设输入电压VIN保持不变，则有：其中，ILm

8、in是开关SW导通之前通过电感L的电流，由此我们可以看出，在开关导通后，电感上的电流线性升高，开关上的电流也呈现线性增加的趋势，当t=ton，在终止开关导通的状态时刻，电感电流达到最大值5，为：当开关断开时，电感电压呈反向状态，此电压与电源电压叠加后，通过负载电容 (C)和二极管 (D)加载到负载两端，通过二极管电感储存的能量传递给输出端，与此同时直流源也给负载提供能量。则有：在t1时刻，计算得通过电感L的电流为：在t-t1=toff时，通过电感的电流达到最小值，为：将式带入ILmax的表达式中，可得：整理式得到：根据式，此电路的输入电压VIN低于输出电压VO，因此将此电路称为升压型DC/DC

9、变换器。在工作过程中，开关的关断时间toff和导通时间ton都是可以使升压型DC/DC变换器的输出电压变化。2.2 Boost 型DC/DC变换器的导通工作模式当工作过程达到稳态时，转换电路存在两种工作模式：滤波电感非连续导通模式DCM (Discontinual-Conduction-Mode)和连续导通模式CCM (Continual-Conduction-Mode)。在非连续导通模式(DCM)下当达到稳定状态时每个周期中电路电感电流都回到零；在连续导通模式(CCM)下电路电流回到某一非零值。其中，连续导通模式(CCM)是功率变换中最普遍的工作模式。下面将具体讨论Boost型DC/DC变换

10、器的两种工作模式6。2.2.1 Boost型DC/DC变换器的连续导通模式图2.2 Boost 型DC/DC变换器CCM电感电流波形图将变换器的占空比(D)定义为开关管导通的时间(TON)和工作周期(T)之比：在一个周期内，当开关电源工作处于连续导通模式下时，开关管导通时间为DT，则电感电流的净增长量为：所以电感储存能量可表示为：输出电容提供该阶段的输出负载电流，由于足够的大的开关频率，较短的周期，可以认为输出电压VO仅仅得到了一个很小幅度的降低，此降低称为输出电压纹波，由于幅度很小，它相对输出电压的值是可以忽略，所以负载仍获得不变的输出电流。因此为了尽可能的降低输出电压纹波，电路必须具备足够

11、的大输出电容。如果为开关断开的时间，则电感电流的减少量为：在稳定状态下，为了使电路能够以稳定的能量包的形式向负载传递能量，必须与相等，则有Boost型DC/DC变换器的占空比与输出输入之间的关系：输出纹波电压：其中、分别为开关工作频率、负载电阻和输出电流。适用的电容值便可以根据纹波电压的指标选择。将电压纹波系数定义为：由可知：提高开关频率或者增大输出电容可显著降低输出电压纹波。电感并非输出滤波器组成部分，只能作为储能元件，因此降压变换器的纹波通常小于升压变换器的输出纹波7。2.2.2 Boost型DC/DC变换器的非连续导通模式在输出电流IO低于一定值时或者电感足够小，Boost型DC/DC变

12、换器便有可能在非连续导通模式下工作，其开关导通时工作过程基本保持不变。当开关断开时，如图所示电感电流的可分为以下两个阶段：图非连续导通时刻电感电流图如上图所示，电感器可分为以下两种情况：tON t t2和t2 t T，其中t2为电感电流为0的时刻。在tON t t2和0 t tON两个期间，电感平均电压分别为和，定义，则有：平均输出电流：平均电感电流与平均输入电流相等：联立三式可解得：在式中，为保持Boost型DC/DC变换器处于连续与非连续导通模式边缘的临界电感，同时这也是连续与非连续导通模式的边界条件。由式可知，在选择外围器件中通过选择电感可使得变换器在连续导通状态下工作。3 其它型DC/

13、DC变换器的工作原理Buck型DC/DC变换器结构意图如图所示。其中SW、L、C和D分别为开关、电感、滤波电容和整流二极管。图 Buck型DC/DC变换器拓扑结构Buck-Boost DC/DC变换器电路的拓扑结构如图所示，由于Buck-Boost DC/DC变换器是降压-升压混合电路，其输入电压可大于输出电压，也可小于输出电压，并且输入电压极性与输出电压相反。图 Buck-Boost型DC/DC变换器拓扑结构CuK型DC/DC变换器其实是由Buck和Boost型DC/DC变换器组合而成，图表示一个CuK型DC/DC变换器。它可以拆分为图和两种电路图。由于Buck电路可提供一个平滑的输出电流，

14、Boost电路可提供一个平滑的输入电流，这便是CuK型DC/DC变换器的连续工作模式下的最大优点。图 CuK型DC/DC变换器拓扑结构4 Boost 型DC/DC变换器的PWM调制方式在开关电源中，控制电路的主要功能是为开关管提供比率可调的驱动脉冲或者时间，从而使得输出电压达到稳定状态。如今主要由有比率和时间调节的方式，可分为以下四种调节方式：PWM(Pluse-Width Modulation，脉冲宽度调制)、PFM(Pluse-Frequency Modulation，脉冲频率调制)、PWM-PFM(调宽调频)和PSM(Pluse-Skip Modulation，跨周期调制)，下面我们将主

15、要理解PWM调制方式。4.1 PWM调制方式PWM调制方式是指在工作频率保持恒定的情况，通过改变功率开关管的截止时间或者导通时间来对占空比改变的一种调制方式，在当前功率变换器中应用最为普遍。工作原理如下：首先检测被控输出电压，得出反馈电压，然后将其加至运放的反相输入端，运放的同相输入端加入另外一个精确的基准参考电压。通过比较基准电压与反馈电压输出直流误差电压，PWM比较器的同相输入端加入此误差电压，比较器的反相输入端加入另外一个固定频率的振荡器产生锯齿波信号，两者经过PWM比较器，得到输出一方波信号，随着误差电压的变化，此方波信号的占空比改变，脉宽调制从而得到实现。PWM控制的实质就是在输入电

16、压，外接负载及内部参数改变的情况下，通过被控制信号与基准信号的差值控制电路进行闭环反馈，调节主电路开关管的导通时间(即脉冲宽度)，保持脉冲的周期稳定来达到稳定输出电压的目的。PWM反馈控制可分为电流控制和电压控制。4.2 PWM调制的两种控制方式在Boost型DC/DC变换器中，控制输出电压通常用反馈回路来实现，根据不同的采样变量，分为电流控制和电压控制。由于电压型控制单一的控制环路，简单的分析设计、较小的电路体积，振荡器产生的较大幅值，以及较强的抗干扰能力，本论文中设计拟采用电压型方式进行控制。下面将着重对电压控制型调制方式的原理展开介绍。图电压控制原理图如图表示电压控制的原理图。经过采样电

17、阻的分压后输出电压VO输入到误差放大器的反相端，误差放大器同相端为带隙基准提供的基准电压Vref，两者经误差放大器放大输出的直流电平VE作为PWM比较器的门限，和振荡器产生的固定频率的锯齿波相比较，输出一方波，经过驱动电路后驱动功率开关管。输出电压降低时，反馈电压降低，误差放大电压增加，比较器门限增加，开关导通时间越长，从而使得电感储存具有足够的能量，保持负载电压的稳定。由以上分析可知：其中、分别为误差放大器的增益和反馈系数。若 1，输出电压可表示为：由式可知，为一个和负载电流和输入电压无关的调制电压。由以上分析可知，电压反馈控制只响应输出负载电压的变化，当输入电压或者负载电流变化时，必须等到

18、负载电压发生变化时才能够响应。同时因为DC/DC变换器的电流经电感使得滤波电容上的电压信号对电流信号产生90度的相位延迟，这种延迟经常为一个或者多个周期。由于输出的LC滤波给回路增加了两个极点，对环路稳定性造成不良影响，通过设计合理的补偿网络可以抵消这两个极点的影响，使系统达到稳定。电压控制模式优点电压控制模式缺点占空比调节不受限制补偿网路设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化更为复杂对于多路输出电源，他们之间的交互调节效应较好单一反馈电压闭环设计，比较容易调试对输入电压的变化动态响应较慢；较好的响应调节输出负载的变化输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿误差放大器时，需要将主极点低

19、频衰减，或者增加一个零点进行补偿。PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量5 电路子模板设计5.1 带隙基准电路的设计带隙基准电路的主要功能是为电路的其它单元提供稳定的输入电压和温度变化影响极小的基准电压，并且可提供PTAT偏置电流。带隙基准电路是电路设计中非常重要的模块。带隙基准电路模块的设计要求为：输出直流电压为，温度系数低于10个ppm/°C。带隙基准工作原理工作原理：由于硅材料的带隙电压具有与输入电压和温度无关的特性，则利用两个具有相反温度系数的量以适当的权重相加可得到理论上的零温度系数基准。当双极晶体管的基极-发射极电压，或者更一般的说PN结二极管的正向电压

20、具有负温度系数。VBE的温度系数与温度有关且与VBE本身的大小有关，当VBE，T=300 °K时：当两个双极晶体管在不相等的电流密度下工作时它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。例如，两个同样的晶体(IS1=IS2)偏置的集电极电流分别为nI0和I0，忽略它们的基极电流，则：此时VBE的温度系数表现为正温度系数：而利用正负温度系数电压可得到：室温时VBE/TmV/°K，VT/TmV/°K，通过选取1和2，可得到零温度系数。带隙基准电路实现图带隙基准电路图上图即为带隙电路的结构，运算放大器与PMOS管构成负反馈，使得运放正负输入端电压相等。发射极面积之比为的

21、两个三极管Q1、Q2的基极-发射极VBE的差值VBE加在电阻R1上。由前面的分析可知，VBE与绝对温度成正比，电阻上的电压也和绝对温度成正比，可以用来补偿Q1的VBE中随绝对温度减小的部分，合理地选择R1和R2的值，就可以得到与温度关系很小的输出电压：为了使电路在上电过程中能够进入正常工作点，加入了启动电路，启动电路由M16，M18，M19，M20管组成，M16和M18管采用二极管方式连接，电路上电时，M19管的栅极电压为：设计时保证：则电路上电时M19管导通，拉低M7，M9，M14，M15的栅极电压，电流流入带隙基准的核心电路。电路进入正常工作后，Vbg大于VTH，使得M20管导通，关断启动

22、电路，不再消耗电流，不影响电路正常工作。电路中需要一个高增益的放大器来保证电路中放大器两端的电压相等，因此采用了PMOS输入的两级放大器，并且使用自偏置结构。带隙基准仿真结果(1)带隙基准的建立带隙基准电压的瞬态仿真波形如下所示：图为电源电压从0V开始上电到，温度为27，在不同模型参数下，启动电路开始工作，带隙基准电压建立，最后稳定在。上电过程中带隙基准电压的瞬态特性(2)温度系数仿真(Temperature Coefficient，TC)由于温度变化而引起基准输出电压的变化量，简称温度漂移，单位是10-6V/(即1ppm/°C)。温度系数反映了基准源在整个工作温度范围，输出电压最大

23、值与最小值相对正常输出时的变化，其计算公式如下式：理论上带隙基准电路可以实现零温漂，实际上受到很多因素的影响，基准电压只能接近零温漂。通常来讲，TC的数值为几十个ppm/°C，下图为本文中设计基准电压与温度的曲线关系，在电源电压为时，进行-40°C到正120°C的温度扫描，电压变化范围为个mV。可以满足电路需要。图基准电压与温度关系图(3)线性调整率仿真图是室温为27时，基准电压随电源电压变化的曲线，由图可知，电源电压从3V变化到55V时，基准电压的线性调整率为：图带隙电压随电源电压变化曲线(4)电源抑制比仿真电源抑制比(PSRR)是输入电源变化量(以伏为单位)与

24、输出变化量(以伏为单位)的比值，常用分贝表示。它实际反映的是输出电压对电源线上的“噪声”的一种抑制能力。定义如下：其中Ripplepower和Rippleoutput分别为电源电压和输出电压的小信号变化量，Av(poweroutput)为输出电压对电源电压的增益。图为基准电压的PSRR仿真结果，可以看到电源抑制比达到了75dB，基本可以满足电路需要。图带隙基准PSRR仿真曲线5.2 LDO稳压器的设计VIN是一个不稳定的电压值，而变换器的内部单元模块需要一个稳定的电压源给电路供电，为了方便标准电源的替换，设计使此电压值为，由LDO稳压器产生。5.2.1 LDO稳压器原理：LDO稳压器由以下四个

25、基本的电路模块构成：基准电压源，其功能是为LDO稳压器提供一个具有较高精确度和热稳定性的电压源；误差放大器，其功能主要是用来控制输出电压，将VOUT的分压与基准电压进行比较，然后通过负反馈控制PMOS功率管的栅极电压，从而控制输出电压VOUT到需要的值；反馈网络，它的作用是设定一个稳定的输出VOUT，并通过电阻分压后与VREF去进行比较；功率调整管，它的主要作用是向负载输出大电流提供通道，理想的功率管是PMOS管，能够实现低压差输出。LDO主要结构如图所示，对于一个稳压器电路，电压调整率和负载调整率是重要的质量参数。它们分别表示了输入电压变化、输出负载变化时输出能够保持在规定值上的能力。根据L

26、DO线性稳压器的基本原理，对放大器的直流开环增益要求较高。因此运放的跨导越大，稳压器的电压调整率和负载调整率性能越好。放大器的输出电流直接驱动PMOS管，能够提供足够大的输出驱动电流。输出驱动电流跟随负载变化，误差放大器本身必须在负载变化时仍处于放大状态，保持负反馈从而实现稳定的输出。图5.6 LDO结构示意图LDO稳压器电路实现在LDO电路中，M1，M2，M3，M4，M5管构成放大器的第一级，M5为第一级提供偏置电流，M7，M6构成放大器的第二级，M6管为第二级提供偏置电流，R1，R2为反馈电阻，由于放大器的作用，R2上端的电压被钳制在基准电压的大小，适当选取R1，R2的阻值，就可以得到的输

27、出电压。图5.7LDO电路图5.2.3 LDO仿真结果(1)温度系数仿真：压为，对稳压电路进行直流扫描，温度范围为-55125°C，仿真结果如图所示。由图可知：当温度从-55125°C变化时，基准电压从变化到V，差值为，温度系数为9.42 ppm/°C。图5.8稳压电路的温度特性(2)电压调整率仿真：温度27，输入电压从.7 V上升到5.5V，稳压器输出如下图，电压调整率为：图5.9稳压器输出随电源电压变化曲线振荡器的设计振荡器的作用是为了给PWM比较器提供一个固定频率的三角波，使其与误差放大器的输出比较后产生驱动信号。振荡器频率即为开关工作频率。本设计中开关频率

28、是。工作原理：如图所示，用一个恒流源I0为电容C充电，电容上的电压分别与两个基准电压做比较后输出到RS触发器，RS触发器的输出作为M1的开关信号控制其开关，从而决定电容放电。振荡器开始工作时，电容上电压VC<VREF_LOW<VREF_HIGH，比较器R，S端置为l，0，触发器输出为低，M1截止，恒定电流I0对电容C充电，电容电VREF_LOW <VC< VREF_HIGH时，R，S端置为1，触发器输出保持，继续对电容C充电，当VC >VREF_HIGH> VREF_LOW时，触发器输出0，1，触发器输出为高，M1管打开，电容放电。当电容电压低于VREF_L

29、OW时，循环往复，电容上电压即为输出三角波电压。电容充电时间：图5.10振荡器结构示意图放电时间：IS为放电电流，它的大小又由开关管的大小决定。故振荡周期：从周期表达式可以看出，通过调整充电电容大小和放电管的大小可以改变振荡周期。可以从图中读出三角波的振荡频率约为MHz，振幅约为lV，这个固定频率的三角波会与后文中误差放大器的输出进行比较从而为开关管产生驱动信号。图振荡器输出波形图5.4 PWM比较器电路设计PWM比较器是控制电路很重要的组成部分，电路的主要功能是把误差放大器的输出经过CLAMP电路钳位后的输出与固定频率的三角波比较，产生PWM脉宽控制信号，进而改变占空比，控制开关管的打开或者

30、关断17。比较器需要足够的增益来达到较高的分辨率，因此采用两级CMOS比较器结构是很好的选择，比较器的设计和运放的设计很相似，所不同的是比较器工作在开环状态下且不需要补偿。其电路结构如图所示：从左至右，M1，M5，M6，M7，M8构成比较器的第一级，M9，M2，构成比较器的第二级，后跟两个反相器可以起到整形并提高驱动能力的作用。比较器的增益为：图5.12 PWM比较器结构图误差放大器是DCDC变换器中重要的模块，它的开环增益、相位裕度、电源抑制比等参数指标都直接影响变换器的性能，是变换器电路设计的关键。考虑到放大器的直流增益决定了输出电压的精度，要求其增益越高越好，但是考虑到增益过高对环路稳定

31、性的影响，具体影响在后面环路补偿中会提到，对误差放大器增益的要求在60dB以上即可。由于放大器的相位裕度决定了电路的稳定性，要求其相位裕度在60度以上。共模输入范围要求足够的宽，本设计中要求共模输入范围的下限最好接近零。误差放大器电路实现电路结构如下图所示，采取了两级结构。由于低共模输入的要求，第一级采用PMOS差分对输入的折叠式共源共栅放大器，第二级M17，M16构成源跟随器，能够提供比较大的输出摆幅。C1作为补偿电容，将主极点推向低频，把非主极点移向高频，保证了放大器的稳定性。图5.13 误差放大器电路图第一级折叠式共源共栅放大器：这种放大器的特点是共模输入范围大，输出电阻大，增益大，输出

32、电压范围变化较小。电流Ibias为输入管提供偏置电流，输入PMOS对管将输入电压信号转换成电流信号，M7，M14管接收该电流信号后在M14管漏端输出。由于采用了折叠式结构，共模输入范围较宽。共模输入的下限可以低到零伏，上限：第一级增益：第二级为源跟随器，它隔离第一级与输出，起到缓冲器的作用。它的输出电阻较小，使电路可以驱动低阻抗负载而保持信号电平损失较小。输出电阻：第二级增益： 5.21其中RL为运放的负载电阻。该电路的主极点在第一级的输出端，此处有很大的电阻和电容，第一非极点在第二级输出处，因为该点电阻值很大，负载电容也很可能很大。电容CC对第一级输出进行频率补偿。误差放大器仿真结果从图4中

33、可以看到误差放大器的增益保持在70dB，相位裕度大概在110度，这个增益并不高，在后面的补偿网络中可以看到，运放的低频增益不宜取很高。图4误差放大器增益和相位裕度图5.15为误差放大器的电源电压抑制比，70dB可以满足电路需要。可以看到误差放大器的电源电压抑制比在低频段比较高，高频有所下降，基本满足电路需要。图5.15误差放大器PSRR仿真曲线图5.16为误差放大器的输出摆幅仿真曲线，可以看到误差放大器输出范围上限大概为伏，远远大于振荡器产生的锯齿波的幅值，所以要加入钳位电路对输出进行限制。图6误差放大器输出范围仿真曲线钳位电路设计比较器两端输入信号经过比较后，输出信号进入驱动模块，然后加载到

34、开关管上面。所以变换器的工作时系统的占空比可以通过比较器输出方波信号的占空比反应。因为固定频率的三角波为比较器负输入端，振幅为1V。误差放大器的输出为正端，而误差放大器的输出在系统稳定之前将超出这个范围，所以误差放大器的输出需要一个钳位电路将其限制在可比较的范围内。因为在最小的输入电压和最大的占空比的情况下，占空比高达85，故将输出电压的上限定为在0.8 V，下限定为0.2 V。其中在提供反馈基准时软启动模块一并提供0.8 V的基准电压。电路结构图如图7所示。图7钳位电路原理示意当输入电压从0 V缓慢的增加到l V时，如图5.18所示，钳位电路的输出，可以得到给定的基准电压分别为其下限和上限。

35、在这两个基准电压范围之间，输出跟随输入，输入电压就被限制在这两个基准电压之间。这样便可以与三角波进行比较。图5.18钳位电路仿真结果5.7 输出钳位电路设计上面提到，为驱动PDMOS管作为整流管，一个电路需要用来提供一个与VOUT始终相差大约3 V的电压，此电压为PDMOS管的驱动电路的“地”电位，这样整流管的驱动信号的摆幅就在输出电压，和输出电压相差3V左右的电压之间，相当于一个大约为0V到3V的驱动电压。这个提供3V压差的电路即为图5.19中的输出钳位电路。图5.19输出钳位电路结构示意图工作原理：三个二极管连接的PMOS管分别为M7，M8和M9，输出电压为VCLAMP。三个二极管连接的支

36、路的偏置电流为电流镜提供，使VOUT的电压和Vg处电压差为固定值，一个宽长比很大的PMOS管作为M6，所以当它流过一定范围内变化的电流时，可以认为M6的VSG几乎保持恒定，所以VCLAMP和VOUT之间的电压值也保持恒定。输出钳位电路仿真结果如图5.20所示，可以看出当VOUT端加入缓慢上升0-18 V然后缓慢下降到0 V的三角波时，CLAMP电压一直被钳位在与输出相差2.7 V的电位上。图5.20输出钳位电路仿真结果5.8 软启动电路软启动电路示意图如图1所示，开始EN和Vss信号分别高和低。当EN断开时，软启动电路开始工作。NMOS链M1到M6管的长度很长，宽度很短，充当的作用犹如大电阻，

37、限制给了电容C充电的电流。这样通过电流的控制电容的体积得到了尽可能减小。MPl为电流源IO时，偏置由MP2提供，VSS电压与VA电压差值始终保持固定。当为电容充电采用电压源时，VSS接近于VREF，充电电流变得很低，使得VSS得到更加缓慢的上升。图1软启动电路示意图在三种不同的模型参数情况下，当基准电压为带隙电压，EN信号等于330 us时电路得到启动，仿真曲线图如图2所示。可以看到上升时间约为380 us，稳定后电压为基准电压。图5.22软启动电路仿真结果5.9 电平位移电路电平位移电路的电路结构图如图3所示。例如，当输入信号从0 V上升至3.6 V，将其转换为0到2.5 V，即图中VP和V

38、+分别为3.6 V和2.5 V。当输入信号VIN为高时，M5管的开启将M4管栅极电位拉低，使M4管和M6管分别开启和关闭，从而VOUT被上拉到V+，即3.6V电压转换到2.5V。当输入信号VIN为低时，情况恰好相反，M5管和M6分别关断和开启，将VOUT下拉至零，同时M3管将开启，M4的栅电压由于被拉高而关断，M4管的上拉作用得到阻止。电路电路同样适用于将0 V到2.5 V的电平转换到0 V到3.6 V的情况，只需要将2.5 V的电源电压接入反相器即可。图3电平位移电路的电路结构图5.10 驱动电路由于PWM比较器较弱的输出的方波信号驱动能力，此驱动能力无法驱动栅电容很大的DMOS管，驱动能力

39、需要通过增加一路驱动电路来提升。与此同时驱动模块中还应有适合驱动功率MOS管的电平位移电路，在驱动电路中实现死区时间隔离。带电平转换和死区隔离的驱动电路如图4所示。PWM比较器输出的方波信号为DR信号，经过两组电平位移电路，然后经过反相器链后，整流管的驱动信号DP和开关管的驱动信号GN得到输出。其中电平位移模块LS2将0V到2.5V的驱动信号转换到前文提到的与VOUT相差约3V的VCLAMP电压和输出电压VOUT之间。图4带电平转换和死区隔离的驱动电路5.11 保护电路5.11.1 过温保护电路为了避免芯片过热对芯片产生永久性的损害情况的发生，过热保护电路必不可少。我们知道双极型晶体管VBE具

40、有负温度的特性。所以为监测温度的变化，温度检测器件采用双极型晶体管的VBE，当到达一定阈值后分别输出高、低电平，本文中规定温度下降到140°C时，输出低电平使芯片正常工作，温度高于148 °C时，输出高电平是芯片正常工作。图5表示温度保护电路结构示意图。Q1、R1和R2构成一个PART电流产生电路，基准电压为Vref，则电阻R1上的电流为：电压为：图5温度保护电路结构示意图当VA施加于Q2基极。温度很高时，由于负温度系数的VBEQ1，很高的VA电压和Q管的基极电流，很强大的Q2驱动能力，大于电流I2和I3的上拉作用，拉低VB电位，输出低的0TP信号。临界翻转条件为I2和I3

41、电流之和等于Q2的集电极电流，此时M3管关断，上拉电流得到减小，正反馈形成，VB电位更低。当温度降低时，VA电压逐渐下降，减弱了Q2的驱动能力，当I2等于减弱的Q2的集电极电流时，VB电位拉高，翻转OTP信号，开启M3管，VB电压的上拉作用得到加强。图5.26表示过温保护的特性曲线。OTP信号高电平发生在148 °C，温度降低至140 °C时，输出为低电平。8 °C为迟滞范围，避免由热振荡引起的误触发的发生。6 温度保护电路仿真曲线曲线5.11.2 欠压锁定电路电路上电启动时，电源电压的波动可能会对系统稳定性造成一定的影响。这便需要一个欠压锁定电路，其目的为当输入

42、电压降低至某个阈值电压之下时，器件关断以达到隔离输入输出的目的。设计思路：采用电阻分压对输入电压进行采样，对比基准电压和采样电压，如果基准电压高于采样电压，输出低电平，使电路正常工作；基准电压高于采样电压，输出高电平，通过逻辑控制使芯片进入欠压锁定状态。图7 UVLO电路示意图设计原理如图7所示：R1、R2的R3分别为分压电阻，电源电压得到采样后，与基准电压相比较，输入电压正常时，A点电压高于，比较器输出为低，关断MNI管，UVLO信号为高。电压电压开始下降，到满足临界条件：当A点电位下降到低于，UVLO输出为低，使得比较器翻转。MNI管开启，R3短路，使A点电位更低。上升到满足临界值，为：

43、5.25 所以欠压锁定信号的翻转阈值电压为： 5.26 5.27 本论文中假设电压增加到2.7 V和下降到2.5 V，其仿真输出结果如图5.28所示：图 UVLO仿真结果5.12 电压型控制补偿网络设计5.12.1 电压性补偿网络的原理DC/DC变换器系统可分成两个模块:控制和反馈，其中控制部分由脉宽调制、LC滤波器和功率变换级组成；反馈部分包含补偿误差放大器和电压采样网络。现分别研究各个部分的传递函数，然后得出系统的传递函数。(1) PWM比较器传递函数：EA-OUT，或称误差放大器输出，是PWM比较器的一个输入。三角波电压是PWM比较器的另一个输入，由振荡器产生。来自电源输出的反馈信号接到

44、误差放大器的反相端，如果电源输出高于参考电压，则误差放大器的转化输出降低，这样会使脉宽调制器减少输出占空比，使输出电压减少。反之亦然。PWM比较器的输入是控制电压，输出是占空比，所以，是它的传递函数，单位为1/V，可以看出它不是无量纲。(2) Boost拓扑的的传递函数：由Boost输出输入电压关系：控制部分的传递函数是等效LC滤波器的传递函数和这两部分传递函数的乘积：其中：所以上式可以写成：其中：，。从控制部分的上面提到的传递函数表达式可以看出，Boost变换器的传递函数中存在一个双重极点，这个极点是控制电路部分的LC滤波器带来的，由于实际的LC滤波电路不存在于输出端，电容C和拓扑中电感L之

45、间存在着一个续流二极管，从而一个右半平面零点产生了。从传递函数的分子可以看出，在当环路的相角很低时这个零点能导致系统的不稳定，增加它的频率不失为一个合理的解决方案，使其不能影响到整个环路。或等效的，使得这个零点频率远大于穿越频率，这样增益为零时便与它没有关系。5.12.2 补偿网络的确定本文中应用到的补偿网络分别包含了三个电阻和三个电容。图29表示系统补偿网络示意图，传递函数中除了零极点po外，还包含两个零点z1和z2和有两个极点p1和P2。图5.29系统补偿网络示意图注意到零点对于电路有一种使增益和相位变优的趋势，故将两个零点设置在双重极点处为补偿网络设计的目的，使误差放大器的增益曲线在双重极点后以+1斜率上扬，与LC控制电路的-2斜率抵消，则环路增益曲线以-1斜率穿过穿越频率。补偿以后的波特图如图0所示。前面提到的误差放大器增益问题，因为在环路补偿中为了使系统稳定，要使系统增益尽快下降到零，使穿越频率远小于那些有问题的点。如果增益过高，以-1斜率下降，则进入稳定状态比较慢。所以对误差放大器的增益要求大约60dB即可。图0经过补偿的系统增益和相位裕度5.13 变换器的