OFDM系统实现中的关键问题ppt课件

1、OFDM 系统实现中的关键问题通常以为OFDM系统已具备以下特性：1与衰落信道的最大Doppler频移相比， 子载波间隔足够大，从而使得ISI很小。2假设能坚持系统的正交性，那么在根本 的OFDM系统中是不需求做平衡的。OFDM系统的关键技术系统的关键技术 1、同步算法 2、时偏与频偏ML估计器 3、信道估计 4、信道编码与交错 5、改善系统对非线性的敏感性 6、平衡同步通讯同步又分时域同步与频域同步。因此估计器也分为时域估计器与频域估计器,分别用于时域和频域的同步。时域同步算法主要有两种,即基于导频(Pilots)和基于CP的同步算法。 1基于导频的同步算法在基于导频信息的时域同步方法中,O

2、FDM信号是用调频。 此算法主要包括三部分：功率检测：接纳端将检测接纳到信号功率,并将之与门限相比较,从而判别OFDM信号能否已经到达接纳端。粗同步：经过将接纳信号与储存在本地的复制的同 步信号作相关运算来实现的。细同步：每个子信道都有其导频信息,每个子信 道都由导频信息提供的信道特征进展平衡 2基于CP的同步算法 在基于CP的时域同步算法中,对时域估计器的要求是由CP与信道冲激呼应长度之差决议的。 假设定时错误(Timmg Error)较小,使得冲激呼应长度小于CP长度,那么各子载波之间的正交性仍可以维持。 假设冲激呼应长度小于CP长度, 这个时域偏移将导致子载波星座产生相位旋转,这种相位旋

3、转在频带边缘到达最大。 相位旋转的大小可以用信道估计器来估计。 假设时延大于CP的长度,那么必然出现ISI。 3跟踪阶段 这里的算法是指对时域与频率偏移的估计算法,以下的估计器也是对时域与频率偏移的估计器。 在原始的模拟OFDM系统中,OFDM系统是由相对较多的正弦子载波组成的,当子载波个数增大时,由中心极限定理,总的OFDM符号波形就是一个高斯过程,即OFDM符号的抽样值特性是时域离散的高斯过程。P272时偏与频偏ML估计器 1AWGN信道设计的估计器假设OFDM符号在AWGN信道中传输。接纳端抽样的基带信号： r(k)=s(k-) e j2kN+n(k) 1 其中，n(k)为加性复高斯白噪

4、声,其方差为2n。 除了CP中的反复外,其他r(k)值是互不相关的。kLkkrfNkrfkrfNkrkrf)(log)()()(),(log),(1| )()(2cos()(|),(r利用接纳信号r(k)相关性,其似然函数可以表示为 上式第二项与无关,因此略去。思索到r(k)可以表示为式(1)的方式,那么与的似然函数可以写为其中，1)()(21)(LkNkrkrr234而这里,=SNR/(SNR+1),而SNR=2s/2n。当使式最大化后,就可以得到对与的结合ML估计,即 122|)(|)(21)(LkNkkrMLMLMLrarq21)(| )(max|567 2) AWCN信道和脉冲成形设计

5、的估计器设|g(k) |2为成形脉冲的功率。 g(k)的外形表达了r(k)的功率分布。 g(k)的选择将直接关系到相邻符号之间的影响。 将接纳信号建模为： r(k)=s(k-)g(k-)ej2k/N+n(k) 协方差矩阵Cr (,)的对角元素同样取非零值,所不同的是如今这些值与脉冲外形有关。9此时,r(k)的对数似然函数可以写为,=|() | cos(2+()+()其中，11)()()()(LkNkrkrkd122| )(| )()(Lkkrkd101211而21)()(2)(SNRNkgkgkd113122212222| )(|2| )(|)(gNkgSNRgNkgSNRkdk, +L-1

6、k+N, +L-1 其他 1314这里,1=SNR |g(k)|2+1 2=SNR|g(k)|2+SNR|g(k+N)|2+13=SNR|g(k-N)|2+SNR|g(k)|2+14=SNRg2+1假设g(k)选得适当,式(6-118)中的级数是收敛的。此时,对与的结合ML估计可以经过使似然函数(10)最大化而得,即 MLMLMLr21)(| )(max|arg 信道估计在OFDM系统中，信道估计器主要面临两问题：其一，关于导频信息的选择。其二，关于如何设计出既有较低的复杂度又有良好的导 频跟踪才干的信道估计器。 1导频信息 信道估计需求导频信息作为参考,由于无线信号经常是在衰落信道中传送的,

7、需求不断对信道进展跟踪,因此导频信息也必需不断地传送。2信道估计器的设计 假设曾经选定了导频信息的发送方式,那么MLE(最大似然估计)意义下的最正确信道估计器的构造是二维的维纳滤波器。 我们对估计器的要求当然是既要准确度高,又要复杂度低。 大多数准确度高的估计器,如维纳滤波器等,其计算复杂度较高。 而假设复杂度较低,那么准确性往往又会下降。第一种方法：用可分别滤波器(Separable Filter)替代通常运用的二维FIR(Finite Impulse Response)滤波器。步骤：首先在频域用一个一维FIR滤波器进展估计, 再在时域用一个一维FIR滤波器进展估计。第二种方法：变换域法步骤

8、： 运用变换将信道的主要能量集中表达在变换域中的少量系数上,再在变换域进展信道估计。信道编码和交错 OFDM系统中,编码是一个有着特殊意义的步骤。由于依赖多径传播中多条途径得到的接纳信号,因此衰落信道本身表达了内在的分集特性。 衰落信道是会产生数据突发性错误的信道。对抗此类信道的一种有效方法是在编码后对数据进展交错,使会产生突发性错误的信道变换为错误独立的信道。 采用了交错的系统框图如以下图所示。编码交织调制IDFT加CPD/AG( f )信道G ( f )*A/D去掉CPIDFT解调去交织解码二进制信 息TfcfcTOFDM 系统二进制信 息图1 数字OFDM系统框图改善系统对非线性的敏感性

9、 由于OFDM信号为多个正弦波的叠加,当子载波个数多到一定程度时,由中心极限定理,OFDM符号波形将是一个高斯随机过程,这样其包络是不恒定的。 这种景象在非线性限带信道(实践中大多为此类信道)中是特别不希望出现的,经非线性放大器后,包络中的起伏虽然可以减弱或消除,但与此同时却使信号频谱扩展,其旁瓣将会干扰临近频道的信号,这在OFDM系统中将引起相邻信道之间的干扰,破坏其正交性。 OFDM包络的不恒定性可以用PAPR来表示。PAPR(Peak to Average Power Ratio)是峰值功率与平均功率之比。 PAPR越大,系统的包络的不恒定性越大。 因此要改善系统性能,就是要设法减小PA

10、PR。1PAPR数学定义设第l个OFDM符号为10/ )(2)(,)(NkTlTtkjslklnselTtgxts11uSsussTlTTlTlTtlTldttsTtslPAPR22)(1| )(|max (12) )(2)(11/ )(22NnTlTtkjxluslenRNts(13 由第l个OFDM符号的数学表示式,可以继续推导出)()(10/ )(2,nNkTlTtkjxlnklkxusllenRxxnR其中, Rxl (n)为复值数据序列xl=x0 , x1，l , x2，l, , xN-1，l= ej0，l, ej1，l, ej2，l, ,ejN-1,l的非周期自相关函数, 即由|s

11、(t) |2的表示式, PAPR定义式的分母就等于N。 因此,上式又可以写为NtsPAPRlTlTtlTluss2)(max式()阐明OFDM信号的复包络依赖于发送数据序列xl的非周期自相关函数旁瓣。假设旁瓣小,那么信号的起伏就小,即PAPR小,就可以得到准恒定(Quasi Constant)幅度信号。因此,我们要寻觅自相关函数旁瓣小的序列。1415 2) 基于互余序列的分组码的实现先简要引见Golay序列也就是互余序列。 假设一对序列的非周期自相关函数在0偏移处之外的其他地方全为零,那么称该对序列为互余的序列。 详细来说,设有一对序列为AN和BN,长度都是N,也就是AN=a0,a1,an和B

12、N=b0,b1,bn ,假设RAN (n)+RBN(n)=2N(n) n=0, 1, ,N-1 16 其中, ,而 , 其他,那么AN和BN都分别称为互余序列。为了构造出M进制的互余序列,现引入如下定理： 定理：设u代表长度为k的恣意相位序列,x代表相应的长度为N的生成码字。 那么x可以用u表示为 x=uGN+bN (mod M) (17)其中,GN为N=2k-1,k=3,4,kN的生成矩阵,bN为长度是N的相位偏移序列,并且其中k与N是有关系的,满足N=2k-1,k=3,4,nNiniiXxxnRN10)(其他, 00, 1)(nn 3) 基于互余序列的分组码的实现 这里运用差分方式是很自然的。设GN为分组码的生成矩阵,那么最初的符号可以表示为 x0