开关整流器的基本原理

1、目 录1.1 开关整流器的分类与构成1.1.1 开关整流器基本构成原理及特点 1.1.2 开关整流器的基本分类 1.2 开关整流器功率变换电路1.2.1 单端正激变换电路 1.2.2 单端反激变换电路 1.2.3 推挽式功率变换电路 1.2.4 全桥式功率变换电路 1.2.5 半桥式功率变换电路 1.2.6 功率变换电路的比较与应用 1.3 谐振型开关电源技术1.3.1 开关电源模块的几个技术参数分析 1.3.2 谐振型开关技术1.3.3 谐振型开关电源的应用及发展趋势 1.4 开关电源的控制和驱动电路1.4.1 控制电路 1.4.2 驱动电路 1.5 功率因数校正器1.5.1 问题的提出1.

2、5.2 功率因数校正器工作原理 1.5.3 选择高功率因数校正器的最佳拓扑 1.6 开关电源的电磁兼容性1.6.1 问题的提出1.6.2 电磁兼容性EMC 涉及的内容 1.6.3 有关EMC 的各种标准 1.6.4 开关电源中的EMC 设计 1.7 开关电源的负载均分技术1.7.1 负载均分的概念1.7.2 一种脉宽调制（PWM ）型负载均分电路 1.1 开关整流器的分类与构成1.1.1 开关整流器基本构成原理及特点1 开关整流器基本原理框图开关整流器基本原理框图如图1.1-1所示。 图1.1-1 开关整流器基本原理框图具体说明如表1.1-1所示。表1.1-1 开关整流器基本原理说明

3、2 开关整流器的特点 （1） 重量轻、体积小采用高频技术，去掉了工频变压器，在输出同等功率的情况下，与相控整流器相比较，开关整流器的体积只是相控整流器的1/10，重量约为1/10。（2） 功率因数高相控整流器的功率因数随可控硅导通角的变化而变化，在全导通时，一般大于0.7，小负载时，仅为0.3左右。经过校正的开关电源功率因数一般大于0.93，并且基本不受负载变化的影响（对20%以上负载）。（3） 可闻噪声低在相控整流设备中，工频变压器及滤波电感工作时，产生的可闻噪声一般大于60 dB。 在无风扇噪声的情况下，开关电源可闻噪声仅为45 dB左右。（4） 效率高开关电源采用的功率器件一般功耗较小，

4、带功率因数补偿的开关电源其整机效率大于88%。（5） 冲击电流小开机冲击电流可限制在额定输入电流的范围。（6） 模块式结构由于体积小，重量轻，可设计为模块式结构。1.1.2 开关整流器的基本分类目前，开关整流器主要分为以下两类。组成的电路 作用输入回路 将交流输入电压整流滤波变为较平滑的高压直流电压 功率变换器 将高压直流电压转换为频率大于20 Khz的高频脉冲电压 整流滤波电路 将高频的脉冲电压转换为稳定的直流输出电压开关电源控制器根据输出直流电压取样控制功率开关器件的驱动脉冲的宽度，从而调整开通时间以使输出电压可调且稳定从框图中可见，由于高频变压器取代了笨重的工频（50 Hz）变压器，使稳

5、压电源的体积和重量大大减小z 采用硬开关技术设计的整流器。z 采用软开关技术设计的整流器，主要指谐振型开关整流器。 两种开关整流器的比较如表1.1-2所示。表1.1-2 两种开关整流器的比较一览表1.2 开关整流器功率变换电路1.2.1 单端正激变换电路1 基本工作原理（1） 正激式开关电源的核心部分是正激式直流-直流变换器，基本电路如图1.2-1所示： 图1.2-1 正激式直流-直流变换器原理图（2） 其工作过程说明如下。z 当开关管V1导通时，输入电压U in 加到变换器初级线圈两端，去磁线圈上产生的感应电压使二极管V2截止，次级线圈上感应的电压使V3导通，并将输入电流的能量传送给电感L

6、0、电容C 和负载。同时在变压器T 中建立起磁化电流。开关整流器名称特点硬开关技术设计的整流器1功率开关器件工作在强迫关断（即电流不为零）和强迫导通（即电压不为零）方式2在开关器件的导通和截至期间，存在一定的功率损耗 3开关频率的提高受到限制，一般控制在300 kHz左右 4硬开关技术已完全成熟，如何减少开关器件的损耗，提高整机的效率有许多有效的措施 5整机效率可大于91%6技术成熟，对高频信号干扰的处理方式完善，主回路可靠，制造成本易于控制软开关技术设计的整流器1各开关器件可实现零电压导通和截止，减少了开关损耗，提高开关频率2工作频率可大于10 MHz3按过零开关方式，可以将谐振型开关技术分

7、为零电流开关型（ZCS ）和零电压开关型（ZVS ）两大类 z 当V1截止时，V3截止，L 0上的电压极性反转并通过续流二极管V4继续向负载供电，变压器中的磁化电流则通过、V2向输入电源U in 释放而去磁。 z 具有箝位作用，其电压等于输入电压U in ，在V1再次导通之前，T 中的去磁电流必须释放到零，即T 中的磁通必须复位，否则，变压器T 将发生饱和，导致V1损坏。z 通常，采用双线并绕耦合方式。 z V1的导通时间应小于截止时间，即占空比0.5，否则T 将饱和，可从下面的推导来证明。参见图1.2-2。 图1.2-2 正激式直流-直流变换器波形图在0t 1时，即V1导通期间T ON ，此

8、时激磁，有： U in =（V ）, = =·=·(- 式中为在情况下的剩余磁感应强度。=， 在时，即截止期间，此时去磁，有： 当时，比较上两式，当时，则，此时铁心磁通量复位；当时，则，即去磁电流未释放到零，磁通量未复位而高于起始值，如此必将趋向饱和。 由图1.2-2所示可得出： 、中的电流最大值为： 电流最大值为：（为变压器初级电感量） 上最大电压： 上最大反向电压： 和上最大电压： 和关系： 2 当需要较大的输出功率时，一般采取电压迭加式的双正激开关电路，如图1.2-3所示。 图1.2-3双正激开关电路原理图（1） 电路特点z 两个正激电路并联，T1和T2反相180&#

9、176;驱动，功率增大一倍，输出频率增加一倍，纹波及动态响应改善。z K1和K2串联（K3、K4），开关管耐压减半。z 取消了反馈线圈，V1、V2、V3、V4为馈能路径，降低了变压器的制作工艺等要求。z 具有死区限制特性，两部分电路不存在共态导通问题，可靠性较高。（2） 特性分析z 正 激：导通时输入馈电给负载，截止时L 供电给负载，称为正激式。z 耐 压：单管正激，开关管最大电压为2。 z 双管正激：开关管最大电压为。 z 变压器：变压器利用率不高（仅使用磁滞回线第一象限），工艺制作上要加馈能线圈。z 用 途：由于双管正激并联电路具有输出功率大，输出方波频率加倍，易于滤波，开关管耐压减半约为

10、输入电压，取消变压器馈能线圈等优点，因此，广泛应用于大功率变换电路中，被认为是目前可靠性较高，制造不复杂的主要电路之一。 1.2.2 单端反激变换电路1 基本工作原理（1） 反激式开关电源中应用最多的是自激型电路，图1.2-4所示为自激型反激式直流变换器的基本电路。 图1.2-4 反激式直流变换器原理图（2） 其工作过程说明如下。接通 ，通过启动电路、在基极中流过小电流，初级线圈启动，在反馈线圈上产生一个感应电压；此电压使基极电流进一步增大，导致集电极电流进一步增大，形成正反馈过程，使很快饱和。 此时，两端电压使反偏，随着集电极电流上升，上压降增加，的基极电位由于稳压管而保持不变，故基极电流不

11、断减少，开始退出饱和区向截止状态转换。 的基极电流减少引起集电极电流减小，、及上的极性均发生颠倒，的基极电流进一步减小，其集电极电流也随之减小，形成正反馈过程，使很快截止。 截止期间，由于极性颠倒使导通，在导通期间所存储的磁能转成电能而释放，供给负载。当磁能全部释放完毕，上压降为零，此时启动电路重新开始工作，周而复始，形成自激振 荡。 图1.2-5所示为自激型反激式电路的电压、电流波形图。 图1.2-5 反激式直流变换器波形图从图1.2-5所示中可见： 整流二极管上的最大反压： 周期与输入电压及输出电压的关系式为： 从上式中可知，当、一定时，与成反比，属于脉冲宽度与频率混合调制，也是自激型电路

12、的主要特征。 变压器初级电流与输入电压、输出电压的关系式为： 从上式可知，当、一定时，增大，减少；当、为一定时，与（即 ）成正比；在等于，以及等于时，值最大。 上述两式为设计自激型电路的主要依据。输出电压与输入电压之间的关系为：= 2 特性分析反激式：在 导通期间反偏，截止时正偏，供给负载功率。 耐 压：集电极承受最大电压值，。 变压器：利用率不高（单方向）。 应 用：一般用在小功率输出场合。1.2.3 推挽式功率变换电路1 基本工作原理推挽式功率变换电路原理图，如图1.2-6所示，这种电路典型波形图，如图1.2-6所示。工作时两个功率开关管V1、V2交替导通或截止。当V1和V2分别导通时，W

13、 1和W 2有相应的电流流过，这时变换器次级将有功率输出。当V1导通，V2截止时，V2集射两端承受的电压为2倍的U in ，而在V1、V2都处于截止时它们所承受的电压为输入直流电压U in 。 图1.2-6 推挽式功率变换电路和典型波形图从图1.2-6中可见，开关管最大耐压为2倍的输入电压U in 。2 电路特点（1） 由于功率开关器件发射极是共地的，所以基极驱动电路无需隔离，使驱动电路简化；（2） 使用两个功率开关器件可获得较大的功率输出；（3） 功率开关器件耐压应大于2 Uin 值。3 应用推挽式功率变换电路在早期的开关电源中有所采用，近期已很少采用。1.2.4 全桥式功率变换电路1 基本

14、工作原理全桥式功率变换电路原理图，如图1.2-7所示，这种变换电路的典型波形图，如图1.2-7所示。它由四个功率开关器件V1V4组成，变压器T 连接在四桥臂中间，相对的两只功率开关器件V1、V4和V2、V3分别交替导通或截止，使变压器T 的次级有功率输出。当功率开关器件V1、V4导通时，另一对V2、V3则截止，这时V2和V3两端承受的电压为输入电压U in 在功率开关器件关断过程中产生的尖峰电压被二极管V5V8箝位于输入电压U in。 图1.2-7 全桥式功率变换电路和典型波形从图中可见，开关管最大耐压为输入电压值。2 电路特点（1） 全桥式变换电路中一般选用的功率开关器件的耐压只要大于U i

15、nmax即可，比推挽式功率变换电路所用的功率开关器件需承受的电压要低1/2；（2） 由于使用箝位二极管V5V8，有利于提高电源效率；（3） 电路使用了四个功率开关器件，其四组驱动电路需隔离。3 应用全桥式功率变换电路主要应用于大功率变换电路中。由于驱动电路复杂且均需隔离，因此在电路设计和工艺结构布局中要有足够的考虑。1.2.5 半桥式功率变换电路1 基本工作原理半桥式功率变换电路原理图和波形图，如图1.2-8所示。 图1.2-8 半桥式功率变换电路和波形图半桥式功率变换电路与全桥式电路相类似，只是其中两个功率开关器件改由两个容量相等的电容器C1和C2代替。C1和C2的作用主要是实现静态时分压，

16、使U a =1/2Uin 。当V1导通，V2截止时，输入电流方向为图中虚线方向，向C2充电；当V1截止，V2导通时，输入电流方向为图中实线方向，向C1充电。当V1导通，V2截止时，V2两端承受的电压为输入直流电压U in ，（全桥类似,但开关管只有两只），在同等输出功率的条件下，功率开关器件V1、V2所通过的电流则为全桥式的两倍。从图1.2-9所示中可知：V1、V2开关管承受最大的电压值均为U in 值。对于高压输入、大功率输出的情况下，一般采用图1.2-9所示的电路方式。 图1.2-9 变形的半桥式功率变换电路在电路中开关器件V1、V2为一组，V3、V4为一组，双双串联，可减少单管耐压值。在

17、实际应用电路中开关器件V1、V2、V3、V4可采用双管或多管并联，可解决大电流输出问题；共用变压器，提高变压器利用率；而且具有抗不平衡能力。2 应用在变形的串联型半桥式功率变换电路中，V1、V2或V3、V4每只开关管的最大耐压值仅为U c1或U c2值，如果C1=C2，则U c1=Uc2=Uin /2值，因此，可以选择降低耐压的开关管。另外，V1、V2、V3、V4可以采用多管并联方式工作，增大输出电流的容量；对于变压器T1可以工作在正反方向，大大地提高变压器效率。鉴于上述优点，该电路得到了较广泛的应用，特别是在高电压输入和大功率输出的场合，其应用越来越普遍。1.2.6 功率变换电路的比较与应用

18、1 变压器利用率单端正激，反激变换器磁心中磁感应强度的变化量B=Bm-Br ，磁滞回线仅在第一象限内变化，如图1.2-10所示，因而变压器利用率低。推挽式、全桥式、半桥式变换器用的磁心在工作时，所产生的磁通都沿着交流磁滞回线对称地上下移动，B=2Bm，这三种功率变换器的磁心是全磁滞回线工作的。全磁滞回线工作的变换器磁心中的磁感应强度变化量比一般的单端变换的磁心中的磁感应强度变化量高一倍左右，在输出同等功率的情况下所用的磁心体积将相应缩小。 图1.2-10 变压器磁滞回曲线2 对功率器件的要求推挽式、全桥式、半桥式三种变换器电路的功率开关器件在一个周期内各导通一次，其承受的电流相对较小，并在变换

19、器次级输出整流后的准方波也将成倍增加，使直流输出脉动成分也相应减小。在单端式和推挽式电路中，功率开关器件耐压为输入直流电压的两倍。在桥式变换器电路中，功率开关器件耐压值仅等于输入电压值U in。 3 对控制驱动电路的要求推挽式、全桥式、半桥式功率变换电路，其驱动脉冲最大宽度必须小于T/2，同时要留有一定的“死区”（即可变不可调部分）。“死区”持续时间应略大于功率开关器件的存储时间，以防止共态导通（两管同时导通）而造成开关器件损坏，而单端正激电路则无需专门的“死区”控制。从驱动电路的要求来讲，桥式变换电路需隔离，因此工艺结构及布局设计考虑比较复杂。表1.2-1 几种变换电路比较给出几种变换电路某

20、些关系的比较表。表1.2-1几种变换电路比较 1.3 谐振型开关电源技术1.3.1 开关电源模块的几个技术参数分析1 效率（1） 开关电源模块的寿命是由模块内部工作温度所决定。温度高低主要是由模块的效率高低所决定。（2） 对于采用脉宽调制技术（PWM ）的开关电源。主要存在以下几个方面的损耗。z 开关管的开通、关断及导通状态的损耗。z 浪涌吸收电路损耗。z 整流二极管导通损耗。z 工作辅助电源功耗。z 磁芯元件损耗。减少这些损耗，可提高模块的整体效率。对此较好的处理方法有：z 对于开关管的开通、关断及导通状态的损耗，采用MOSFET 和IGBT 两种类型的开关器件，其开关及导通损耗的优势互补，

21、综合损耗是单一类型开关管工作损耗的20%左右。z 对于浪涌吸收电路损耗，采用无损耗吸收电路。z 对于整流二极管导通损耗，采用导通电阻较小的器件，优化设计控制电路，选择集成度较高的IC 器件都可减少功耗。z 对于磁芯元件损耗，选择如飞利浦的3C90等磁芯元件均可减少损耗。z 对于高频电容器的选择，需要严格控制峰值电流的大小。采用这些因素将会使整流模块的工作在相当宽的功率输出范围内保持较高的效率，需要说明的是主开关管的开通、关断及导通状态中的损耗所占比例是主要的。开关状态的损耗是PWM 控制技术所固有的缺点。2 功率密度（1） 功率密度就是功率体积比，比值越大说明单位体积的功率越大。（2） 存在两

22、种体积表示方法：一种是立方分米（dm 3），另一种是立方英寸（in 3），后者应用较多。（3） 存在两种功率表示方法：一种是额定功率，如48/100换算为4800W 额定功率；另一种是模块允许的，在交流和直流变化的全电压范围内所能提供的最大功率。后者更能表示真实功率。因此不同的表示方法其数值也不同。此外，风冷和自冷也有区别，在相同条件下的比较才有意义。3 重量开关电源的重量主要取决于散热器、磁性器件和机壳材料及冷却方式。散热器和磁性器件的外形尺寸与模块效率有关，散热器的重量占主要部分，减少磁性元器件的尺寸，把散热器与机壳一体化考虑是减少重量的一条出路。另一方面，由于移动通信基站大量安装于民房中

23、，民房的承重能力不强，因此重量轻的模块使得整机压强减少，更符合实际使用的要求。有时用功率与重量、重量与体积的比值来比较或说明模块有关重量与体积、功率的关系，如W/kg和kg/in3。1.3.2 谐振型开关技术1 谐振型开关电源的提出PWM 控制型开关电源主要缺陷是要提高工作频率却难减小元器件几何尺寸及重量，且在较高的频率下，开关损耗增大，因此通常其工作频率限制在几百kHz 下。PWM 型开关电源的损耗主要是开、关及导通状态下的功耗，而开通损耗主要是由存储在半导体开关的寄生电容内的能量突变所引起的。而开关管关断时加在漏感上的电压随di/dt将产生一个尖峰值。为了限制开关器件的应力又必须采用缓冲电

24、路，这一缓冲电路也将耗能。因此改善开关条件，使电压为零或电流为零状态下来控制开关管的开关状态，使其在开关过程中功耗减小，从而大大提高工作频率，降低体积重量，使功率密度和效率大幅度提高，这就是谐振技术的应用原因。2 谐振技术谐振技术又称软开关技术。下面介绍几种基本的软开关技术：ZCS-QRC 、ZVS-QRC 、ZVS-MRC 等。（1） 零电流开关式准谐振技术（ZCS-QRC ）。零电流式准谐振开关电源的原理图，如图1.3-1 零电流式准谐振开关所示。 图1.3-1 零电流式准谐振开关z 图1.3-1 零电流式准谐振开关所示的零电流式准谐振开关内，谐振电容器C 和整流二极管V 并联，有源开关S

25、 和谐振电感L 串联，有源开关S 在零电流时开通和关断，而整流管V则在零电压时开通和关断。如果有源开关S 单向起作用，则谐振开关工作在半波模式，若有源开关反并联二极管，则谐振开关工作在全波模式。z ZCS-QRC的主要优点是：降低关断损耗，不受变压器的漏感和整流器的结电容的影响。z ZCS-QRC的主要缺点是：电容器的开通损耗，断态时储存在开关管输出端电容器的能量，开通时则在器件内部损耗掉了。（2） 零电压开关式准谐振技术（ZVS-QRC ）。零电压式准谐振开关电源的原理图如图1.3-2 零电压式准谐振开关所示。 图1.3-2 零电压式准谐振开关z 图1.3-2 零电压式准谐振开关所示为零电压

26、式准谐振开关，谐振电容器C 和有源开关S 并联，整流二极管V 和谐振电感L 串联，有源开关S 在零电压时开通和关断，而整流管V 则在零电流时开通和关断。与零电流谐振开关一样，有源开关S 的结构决定零电压谐振开关的工作模式。S 带一反并联二极管，则谐振开关工作在半波模式，若有源开关S 是一个串接有二极管的单向开关，则谐振开关工作在全波模式。z ZVS-QRC的主要优点是：开关器件的电压被整形成一准正弦波。对开关的开通就建立起零电压条件，从而削弱了与有源开关寄生输出电容相关的开通损耗。z ZVS-QRC的主要缺点是：一是负载变化很宽的单边电路内的电压应力过大；二是和整流二极管的结电容形成的谐振电路

27、内的寄生振荡，此振荡产生强烈的电磁干扰。（3） 零电压式多谐振开关技术（ZVS-MRC ）。零电压式多谐振开关电源原理图，如图1.3-3 零电压式多谐振开关电源原理图所示。 图1.3-3 零电压式多谐振开关电源原理图z 在图1.3-3 零电压式多谐振开关电源原理图所示零电压式多谐振开关电源种，谐振电容Cs 既与开关S又与二极管V 相并联，结果形成两个器件的零电压开关，用多谐振开关代替PWM 开关就从PWM 拓扑结构产生出零电压开关式多谐振变流器。多谐振电路包括开关管输出电容、二极管结电容和变压器漏感在内的所有主要寄生元件并入谐振电路，使得多谐振开关整流器工作于高频时，对所有半导体器件都具有最合

28、适的零电压开关条件。z ZVS-MRC的主要优点是：把主电路内所有主要寄生电抗都并入谐振电路内，ZVS-MRC 在所有半导体器件的最佳零电压开关下工作，大大降低开关损耗和干扰。z ZVS-MRC的主要缺点是：电流和电压应力比PWM 开关整流器的应力大，但比准谐振开关整流器的应力要小。（4） 恒频多谐振开关技术（CF-MRC ）。恒频多谐振开关电源的原理图，如图1.3-4 恒频多谐振开关电源原理图所示。 图1.3-4 恒频多谐振开关电源原理图如果把图1.3-3 零电压式多谐振开关电源原理图所示的无源开关二极管V 由有源开关S 2替代，则形成恒频多谐振开关。3 谐振型开关技术的分析为了减轻开关应力

29、和损耗，提出了谐振开关并以ZCS 和ZVS 形式实现。把谐振开关原理用于PWM 开关整流器，产生出新型的准谐振和多谐振或称全谐振开关整流器。到目前为止，已有数百种拓扑结构变形的新型谐振型开关整流器系列。谐振电路通常要与功率开关一起实现，谐振电路不仅用于整形电流和电压波形，而且可以储存能量，且把能量从输入到输出端进行传输。特别提及的是，多谐振技术对于高功率密度（通常可达50W/in3）的在线和离线整流器是一种极有用途的技术。多谐振开关整流器对电路的寄生是不担心的，并在较高的工作频率下不需要采用特殊的元器件或特殊的电路设计技术。1.3.3 谐振型开关电源的应用及发展趋势采用现有的器件和电路技术，一

30、般可使PWM 开关电源工作在几十kHz几百kHz 的开关频率。电源装置在重量、效率、可靠性、价格和外形尺寸方面可认为是最佳的。因此在目前的开关电源市场上，特别是通信和计算机领域的开关电源市场上，PWM 型开关整流器的市场占有率至少在80%以上，得到极为广泛的应用。在将电源的功率密度作为主要关键参数来考虑的应用场合里，变换频率必须高达兆赫级。PWM 型开关技术对此无能为力，而谐振型开关技术的优势就显露出来了。在DC/DC开关变换器，特别是低电压如2V5V输出场合下，电池供电的且备用工作模式占长期的移动式设备中的DC/DC变换器，如移动电话、便携式计算机等设备的变换器领域应用较广泛。但在大功率AC

31、/DC开关电源的应用中还不多见。主要原因是：电路尚不十分成熟，元器件水平未能满足要求，可靠性不如PWM 型开关电源，因此，大功率开关电源领域的应用还需时日。随着开关元器件和高频电容器、磁性材料等制造业的不断发展，可以预见在数年时间里，利用谐振技术设备的大功率开关电源的应用将越来越广泛，整机效率将高达95%以上，功率密度也会超过20W/in3。谐振型开关电源的前途是美好的。1.4 开关电源的控制和驱动电路1.4.1控制电路1 对控制电路的基本要求开关电源控制电路一般应具有以下功能：频率可在较宽范围内预调的固定频率振荡器，占空比可调节的脉宽调制功能，死区时间校准器，一路或两路具有一定驱动功率的输出

32、图腾式电路，禁止、软启动和电流、电压保护功能等。 2 控制电路的实现形式脉宽控制电路是开关电源的核心部分，目前有多种集成的脉宽控制点路器件。 图1.4-1所示是脉宽控制器的基本原理框图。下面介绍脉宽控制器各组成部分的功能。 基准源：芯片内大部分电路由它供电，同时，也兼作误差放大器的基准电压输入。振荡器：一般由恒流充电快速放电电路以及电压比较器组成，振荡频率由外界RC 元件所决定，频率频率f=1/RC。误差放大器：将取样电压和基准电压比较放大，送至脉宽调制电路输入端。脉宽调制器：输入为误差放大器输出。输出分两路，一路送给门电路，另一路送给振荡器输入端。 图1.4-1 脉宽调制电路原理图分频器：将

33、振荡器的输入分频后输出，控制门电路输出脉冲的频率。 门电路：门电路输入分别受分频器和脉宽调制器的输入控制。 3 控制电路的应用（1） 现在，通常将控制电路和功率放大驱动电路制成一体化芯片，供驱动功率开关器件使用，频率可达几百kHz ，可直接驱动几十W 功率的变换器。目前大多用在作为需要与系统电源隔离的辅助电源上面。典型的产品主要有Unitrode 公司和Motorola 公司的相关产品。（2） 分立式电路作为大功率开关电源，特别是专用性较强的开关电源，必须具有完善的控制电路，特别是保护功能的齐全和完善，而任何一种专门芯片都不可能做到这一点。因此，几乎无一例外，世界各电源公司推出的大功率开关电源

34、的控制电路都是具有各自特点的自行设计的控制电路。目前由于IC 芯片功能齐全，微处理器应用也十分成熟，故设计人员能设计出各种各样的控制电路。（3） 控制电路的发展将主要集中到下面几个方面高频化：作为控制器主要部件的振荡器，误差放大器和PWM 电路等必须实现宽频带化。一般来讲，工作频率100kHz 以内，误差放大器的带宽应不低于1.4MHz 、若工作频率达到500kHz ，则误差放大器的带宽应大于7MHz 。智能化：最有前途的是利用单片机，如51、96系列芯片来进行智能控制，这在目前的开关电源中已有应用。小型化：一是降低功耗，把控制芯片耗电控制在几个mA 内，二是高密安装，尽量减少外围元件。在印制

35、板设计中逐步采用SMT方式，做成专用电路，便于标准化和规模生产。1.4.2 驱动电路驱动电路的主要功能是将脉宽控制器输出的可变宽度脉冲进行功率放大，以作为高压功率开关器件的驱动信号。驱动电路一般都具有隔离作用，常用变压器耦合方式来实现对高压功率开关器件的激励和输入级与输出级之间的隔离，同时还兼有对功率开关器件关断时，施加反向偏置，来加速器件的关断。典型的驱动电路原理图，如图1.4-2 驱动电路原理图所示。 图1.4-2 驱动电路原理图当驱动MOSFET 器件时，常规的驱动电路是用一个驱动变压器实现的。考虑到驱动变压器的漏感和引线电感，给具有大Cg-s 的主MOSFET 高速充放电造成困难，因此

36、，通常的方式是利用驱动变压器驱动一个具有较小Cg-s 的MOSFET 的图腾式驱动电路，再由这个电路驱动主MOSFET 。在图1.4-3中，驱动变压器的初级线圈输入信号就是控制电路的输出驱动信号，经变压器隔离处理后经整形电路整形后输出。图1.4-3 驱动电路图所示是一个实际的驱动电路原理图。 图1.4-3 驱动电路图从上述实例可知，变压器起隔离作用；光耦既有隔离，也有抗干扰功能；整形后经图腾式驱动电路驱动主MOSFET 管。1.5 功率因数校正器1.5.1 问题的提出1 电源设备工作的条件较大功率的电源设备必须工作在市电条件下。 2 IEC建议的谐波标准IEC 1000-3-2要求要求该建议的

37、标准极限适用于所有的与50Hz 或60Hz 的公共电网相连的电子设备。市电电压两线或三线制单相220V 或240V ，三线或四线制三组，线电压380V 或415V 。这些电子设备可分为四类，每一类的谐波电流的极限是不同的。具体规定如下：A 类：平衡的三相设备，其极限规定见表2-2，表中所示谐波限制的绝对值与设备的功率无关。B 类：轻便的工具，其限制不超过表2-2中给出值的1.5倍值。C 类：照明负载，其极限规定见表2-3所示。对小于25W 的负载，其极限规定见表2-4。 D 类：有带特殊波形的输入电流的设备，如表2-4所示（功率P 600W ）。表1.5-1 A类、B 类表1.5-2 C类表1

38、.5-3 C类<25W &D 类四种类别的设备判别方法如图1.5-1 四种类别的设备判别方法所示。谐波次数最大电流（A ）15n 390.15×15/n8n 400.23×8/n谐波次数最大电流（A ）330·（=Cos）11n 393谐波次数 相对值 绝对值 允许的最大电流mA/W（A ）（A ）（A ）11n 39 图1.5-1 四种类别的设备判别方法3 IEC建议200W 以上电源设备应采用功率因数校正（PFC ）。表1.5-4 常规和带PFC 的电源设备的参数比较给出常规的和带PFC 的电源设备的一些参数比较。表1.5-4 常规和带PFC 的

39、电源设备的参数比较表1.5-4 常规和带PFC 的电源设备的参数比较图解如下： Cos =P1/S 有源可达0.99，无源约为0.95； p =PF/P1 有源为0.950.96，无源约为0.991.0；d =Pd/PF 最佳拓扑约为0.930.95（考虑到整流、滤波）；=Pd/P1=p ×d 有源为0.880.91，无源为0.910.92。1.5.2 功率因数校正器工作原理1 功率因数校正的方式功率因数校正方式分有源校正和无源校正两种。对有源校正既适应单相电源也适应三相输入电源。常规设备带PFC功率因数Cos PFC 效率PFC 变换效率负载有效功率比Pd/P对于三相输入电源的有源

40、校正一般有两种方式来处理，一种是三个单相有源校正的综合使用；另一种是整体的三相有源校正方式。无源校正一般适用于三相输入电源，在单相输入电源的情况下使用得不多。功率因数校正方式的相互关系如图1.5-2 功率因数校正所示。 图1.5-2 功率因数校正值得指出的是，单相输入时有源校正方式用的较多，三相输入时无源校正方式用得多。 2 功率因数校正器工作原理这种校正器的工作原理分三种情况介绍：一是单相有源校正，二是三相有源校正，三是无源校正。（1） 单相有源校正传统的整流电容器输入方式在输入电压峰值时取一窄脉冲电流，使得电源从电网中直接得到的能量少，且电流波形中高次谐波丰富，其波峰因数高。从波峰因数功率

41、因数曲线可知，波峰因数越高，功率因数越低。 波峰因数=Ipeak/Irms式中 Ipeak：瞬时脉冲电流值 Irms ：均方根电流值若在图1.5-3 无源功率因数校正原理图所示中加L 滤波器则可使谐波分量减少，功率因数得到改善，此方式为“无源”滤波器方式。 图1.5-3 无源功率因数校正原理图采用开关型变换技术，利用预调整器接收来自两个源的控制信息，即输入电流波形和输出电压反馈，然后由一乘法器将该信号处理产生一个预调整器的控制信号，使输入电流按正弦波规律变化，这种方式称为“有源”滤波方式。有源滤波方式的功率因数校正器也称为“有源”滤波器。有源滤波器的基本原理图和波形图，如图1.5-3 无源功率

42、因数校正原理图所示。具体工作过程如下：电流参考来自输入全波整形后的正弦电压，输出调整由正比于输出直流误差的因子乘以参考值所提供。整流后的类正弦信号用作控制电路的输入。峰值电流检测控制方式由于具有较高的品质因数和较低的输入电流，被认为是优良的控制方式。控制电路还应提供过压关机和峰值电流限制，以保护开关管。合适的工作频率能保持预调整器开关管损耗最低（允许电路在95%效率工作），大多数损耗的产生是由于MOSFET 漏-源间电容充电切换和二极管的反向恢复电流所致。对于固定的工作频率，每个周期需要最小的“OFF ”时间，即占空比要大，通常为95%。占空比由在输入正弦波上瞬时电压值所决定（电感电流为零）。

43、占空比越高，“干涸”点越低，谐波危害越少，功率因数越高。（2） 三相有源校正三相有源校正的方式单相综合式整流器输入为三个单相输入组成的三相，其有源校正可用三个单相有源校正电路组合。单相综合校正缺点是元件较多，可靠性较差，现在已逐渐不予采用。三相一体化控制 整流器输入为三相带零线或不带零线，其有源校正可用三相一体化的校正电路。下面介绍一种PWM 谐波消除电路。电路原理及波形如图1.5-4所示。PWM 谐波消除法就是将谐波中的低次分量转化为高次分量，从而只需使用很小的滤波器就可将其滤去。可见使用这种方法，能大大减小滤波器的体积，降低成本，功率因数也高，因而具有很高的实用价值。 图1.5-4 有源功

44、率因数校正原理与波形PWM 一般分为以下几种方式：z 等距脉宽PWM 方式 即用同一直流电平切割三角载波就可以产生等距脉宽的PWM 波形；z 普通的正弦波调制PWM 方式（SPWM ）即通过正弦波与三角载波比较产生的；z 引入谐波的PWM 法 即在原正弦波基准信号中加入一定比例的三次谐波（或其他谐波）分量；z 最佳PWM 法 该方式以消除多个低次谐波为目的；z 新SPWM 法 即三角载波对/2轴对称，且在/32/3范围内没有三角载波。这种方式的等效开关频率很高，且它的最大直流环节增益比一般的SPWM方式高。 图1.5-5 PWM谐波消除电路原理图考虑PWM 方式控制器设计的两个主要的技术指标是

45、：调制指数M 它是调制波幅值B 和载波幅值A 之比，改变M 可以改变输出电压值；载波频率fc 改变fc 就可以改变谐波成分，当fc 增加时，谐波峰值就向高频端偏移。在设计中选择合适的PWM 方式并考虑到上述两个参数的选用，可以设计出所希望的三相有源校正器的控制电路。三相有源校正器控制电路的原理并不复杂，其控制电路主要由锁相环路PLL 、计数器、PWM 波形存储器、PWM 波形选择器和PWM 波形合成器等组成。由PLL 产生与电网同步且频率是电网频率的整数倍的时钟频率。该时钟频率计数器作为由EPROM 组成的PWM 波形存储器的地址信号，在PWM 波形存储器中存储着不同M 值下的PWM 波形。通

46、过PWM 波形选择器选择出所需的M值（即电压值）的PWM 脉冲，由于对称关系，实际上为PWM 波形存储器中的某一种波形和它的短路脉冲波形进行综合，从而得到所需的脉冲。短路脉冲产生器用来产生短路脉冲，用短路脉冲迫使三相桥的上下臂短路，给电路续流。控制电路基本方框图如图1.5-6所示。 图1.5-6 控制电路基本框图（3） 无源校正无源滤波器可用在单相或三相输入电路中，如所示。其工作原理如下： 图1.5-7 无源校正原理与波形图中i 1：无电感时的电流波形；i 2：有电感时的电流波形。i 2峰值低于i 1峰值，即降低整流器负载的波峰因数，同时错开电压峰值，因而其瞬时功率是降低了的。如果输入回路串入

47、一只高频电感器，通过选择合适的电感量，并保证满负载时其不会进入饱和状态，就能改善输入回路的非线性负载特性。1.5.3 选择高功率因数校正器的最佳拓扑功率因数校正器电路能够提高电源利用率和满足IEC 要求。它的电路拓扑主要有升压式、降压式与回扫式三种电路，用得最多的是升压式。升压式峰值开关电流约等于输入线路电流，而其输出电压比峰值输入电压高。降压式是断续工作方式，峰值开关电流大于线路电流几倍，一般只用在输出功率为150W 左右的变换器中。图1.5-8所示为上述三种电路结构原理图。由于升压型具有下述优点，故在目前得到了广泛的应用。z 输入电路中的电感L 适于电流型控制；z 电容器C 储能大，体积小

48、；z 由于预调整器在电容器上保持高压，故维持时间长；z 全输入电压范围内控制能保持有最高的功率因数；z 输入电流无间断，且在输入开关瞬时最小，易于EMI 滤波；z 输入电感阻止快速的线路瞬变，大大提高了工作可靠性；z开关电压低于输入电压。 图1.5-8 三种模式的功率因数校正电路原理图升压型电路简化形式，如图1.5-9所示。当开关元件MOSFET 为ON 时，把能量W=储存在电感L 中，MOSFET 为OFF 时，通过二极管V 供给负载，输出电压E RL 不能从高于输入电压E IN 的电压中取出。 输出电流和脉动电压可分别由下式表示： 图1.5-9 升压型有源功率因数校正电路原理及波形图1.6

49、 开关电源的电磁兼容性1.6.1 问题的提出通信用开关电源实际是连接市电电网与通信设备之间的电源转换设备。电源设备本身与电网和通信设备间有着双向的电磁干扰影响，而电网则是暴露在大自然的环境中，这些情况可能会引起以下的问题的发生。这些问题是：z 外来噪声使电源设备本身的控制电路出现误动作；z 通信设备由于电源设备的噪声出现误动作；z 电源设备对电网产生噪声；z 电源设备向空间传播噪声。综上所述，一方面电源设备内部有驱动电路，保护电路，程序电路及信号检测电路等，这些电路主要由各种集成电路构成，必须采取有效的办法来防止外来噪声对电路的干扰；另一方面，从电源设备入端进入的噪声可能出现在其输入端，也必须

50、采取有效的办法来防止噪声的传递，这就要求电源设备考虑电磁兼容性EMC 的设计，即噪声抑制对策。1.6.2 电磁兼容性EMC 涉及的内容1 电磁干扰EMI主要是检查被测设备远行时产生的EMI 信号电平。这种EMI 信号又称噪声。分为传导噪声和辐射噪声。2 电磁敏感度EMS即抗干扰性能，要求被测设备能承受一定电平的传导和辐射信号的影响，而不致性能下降或发生故障。3 电磁脉冲EMP模拟雷电和发生核爆炸时在电网上生成的尖峰信号并施加在实验设备上，而不导致实验设备的性能下降或故障，特别是防雷措施，在广大乡村尤为重要。4 静电放电ESD把模拟静电放电特性电压施加到被测设备上，而不导致其性能的下降或发生故障

51、。主要从设备的使用环境，元器件的选择，结构的设计和电路设计来考虑。静电放电对半导体器件及数字电路造成的损害主要有三个方面。（1） 使MOS 器件的栅极与半导体之间的SiO 2层出现静电击穿。由于加上过荷静电放电电压，会使SiO 2层击穿而导致MOS 器件失效。厚度10002000Å的氧化层击穿电压约100V；（2） 由于静电感应使双极型晶体管发生局部温度，使其中一种材料达到熔点而损坏器件；（3） 由于带静电的物体对数字电路放电，产生非常大的脉冲电流，瞬时感应电压也非常大，地线电位摆动，数字电路误动作，甚至损坏。1.6.3 有关EMC 的各种标准1 EMI标准国内国外都有相应的电磁干扰

52、标准来限制开关电源设备的这种噪声。国外标准主要由欧洲无线电干扰委员会的CISPR22、德国的VDE0871和美国的FCC 标准，其中的VDE0871标准比较严格，主要是频率下限定得较低，为10kHz 。我国制定的EMI 标准为GB9254-88完全等效CISPR22。在我国的标准中规定，只要通信电源设备满足CISPR22 B级或VDE0871标准的电源设备就可以与交换机同置一室而不会互相影响。各种标准都有相应的曲线，对设备的检测有专用测试设备和测试场地进行，可以打印或显示实测曲线与标准曲线作相对检查。下面给出几种主要标准的规定值： 2 电磁脉冲EMP 标准目前对于浪涌保护的标准主要有IEEEC

53、587-1980和IEEEC62.41-1991，两个标准的不同之处仅仅在于C62.41-1991要求电压和电流波形同时加在受试电源设备的输入端来进行防浪涌电压保护检测，而IEEEC587-1980规定电压电流波形可分别加入受测电源设备的输入端，其电压电流波形图规定如下。标准规定，在施加上述相应的波形于受测电源设备的输入端（L-L ，L-N ），受测电源设备应无故障和告警出现。 图1.6-1 典型的雷电浪涌波形图1.6.4 开关电源中的EMC 设计1 EMI对策EMI 的对策主要是噪声滤波器的设计，有两种噪声传播，一种是共模噪声，一种是差模噪声。共模噪声是流入大地的电流，差模噪声是在线之间的电

54、流。在采取噪声对策时，主要是考虑共模噪声的多，然而在低频范围，以差模传输噪声的比例较大，必须根据噪声的成份来选择适当的噪声滤波器。在噪声滤波器的设计和应用中，目前以分散型噪声为多，在分散型滤波器中使用的主要元件是共模线圈和线电容。共模线圈的目的是用于衰减共模噪声，一般是在闭磁路的铁氧体磁心上同相位圈绕铜线，这是为了防止50Hz 交流电引起的磁通饱和在共模情况下获得大的电感。图1.6-2所示是共模噪声和差模噪声说明示意图及共模线圈的原理和滤波形结构示意图。 图1.6-2 共模噪声、差模噪声和共模线圈示意图2 浪涌保护浪涌保护主要指防雷保护，就是在极短的时间内释放掉设备电流上因感应雷击而产生的大量脉冲能量到安全地线上，从而保护整个设备。目前防雷击保护一般采用压敏电阻MOV 、稳压二极管和气体放电管三种抑制方式。对抑制器的基本要求是反应速度要快，否则，在受保护电路的两端如果出现上升速度极快的瞬时峰值电压，在抑制器作用之前就已经出现了危害。这三种方式的工作原理是：气体放电管一般由两种