传统二极管整流电路面临的问题

1、一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.01.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可

2、达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（1840）PO，占电源总损耗的60以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DCDC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DCDC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流

3、电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路 图2 单端降压式同步整流器的基本原理图 该电路的基本

4、特点是： 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波； 3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路； 5）动态响应很好。 它唯一的缺点就是需要两个输出滤

5、波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。三、电路实例分析 16.5W同步整流式DCDC电源变换器的设计 下面介绍一种正激、隔离式16.5WDCDC电源变换器，它采用DPASwitch系列单片开关式稳压器DPA424R，直流输入电压范围是3675V，输出电压为3.3V，输出电流为5A，输出功率为16.5W。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为48V时，电源效率=87。变换器具有完善的保护功能，包括过电压欠电压保护，输出

6、过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。 由DPA424R构成的16.5W同步整流式DCDC电源变换器的电路如图6所示。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由C1、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R1用来设定欠电压值（UUV）及过电压值（UOV），取R1=619k时，UUV=619k×50A2.35V=33.3V，UOV=619k×135A2.5V=86.0V。当输入电压过高时R1还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。R3为极限电流设定电阻，取R3=11.1k时，

7、所设定的漏极极限电流ILIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A。电路中的稳压管VDZ1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。 图6 16.5W同步整流式DCDC电源变换器的电路 该电源采用漏源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏源电压UDS(max)=30V，最大栅源电压UGS(max)=±20V，最大漏极电流为9A（25）或7A（70），峰值漏极电流可达40A，最大功耗为2.5W（25）或1.6W（70）。SI4800的导通时间tON=13ns（包含导通延迟时间td(ON)=6ns，上升时间tR=7n

8、s），关断时间tOFF=34ns（包含关断延迟时间td(OFF)=23ns，下降时间tF=11ns），跨导gFS=19S。工作温度范围是55150。SI4800内部有一只续流二极管VD，反极性地并联在漏源极之间（负极接D，正极接S），能对MOSFET功率管起到保护作用。VD的反向恢复时间trr=25ns。 功率MOSFET与双极型晶体管不同，它的栅极电容CGS较大，在导通之前首先要对CGS进行充电，仅当CGS上的电压超过栅源开启电压UGS(th)时，MOSFET才开始导通。对SI4800而言，UGS(th)0.8V。为了保证MOSFET导通，用来对CGS充电的UGS要比额定值高一些，而且等效栅

9、极电容也比CGS高出许多倍。 SI4800的栅源电压（UGS）与总栅极电荷（QG）的关系曲线如图7所示。由图7可知 QG=QGSQGDQOD（1） 式中：QGS为栅源极电荷； QGD为栅漏极电荷，亦称米勒（Miller）电容上的电荷； QOD为米勒电容充满后的过充电荷。 图7 SI4800的UGS与QG的关系曲线当UGS=5V时，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（1）中不难算出，总栅极电荷QG=11.8nC。 等效栅极电容CEI等于总栅极电荷除以栅源电压，即 CEI=QGUGS（2） 将QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中，可计算出等效栅极电容CEI=2

10、.36nF。需要指出，等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即CEI>>CGS），因此，应按CEI来计算在规定时间内导通所需要的栅极峰值驱动电流IG（PK）。IG（PK）等于总栅极电荷除以导通时间，即 IG=QGtON（3） 将QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的IG(PK)=0.91A。 同步整流管V2由次级电压来驱动，R2为V2的栅极负载。同步续流管V1直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V2截止时V1才工作。当肖特基二极管VD2截止时，有一部分能量存储在共模扼流圈L2上。当高频变压器完成复位时，VD2续流导通，L2中的电能就通过VD2继续

11、给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD1和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C5为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间由C6决定。 输出电压经过R10和R11分压后，与可调式精密并联稳压器LM431中的2.50V基准电压进行比较，产生误差电压，再通过光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，对输出电压进行调节。R7、VD3和C3构成软启动电路，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚上电时，由于C3两端的电压不能突变，使得LM431不工作。随着整流滤波器输出电压的升高并通过R7给C3充电，C3上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启

12、动过程中，输出电压是缓慢升高的，最终达到3.3V的稳定值。 四、用于同步整流的功率MOSFET最新进展 为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015。Philips公司生产的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOSTM技术制成的，其通、断状态可用逻辑电平来控制，漏源极通态电阻仅为0.0155。IR公司生产的IRL3102（20V61A）、IRL2203S（30V116A）、IRL3803S（30V100A）型功率MOSFET，它们的通态电阻分别为0

13、.013、0.007和0.006，在通过20A电流时的导通压降还不到0.3V。这些专用功率MOSFET的输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流器件。 最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路（SRIC）。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动N沟道功率MOSFET的高速CMOS控制器。IR1176可不依赖于初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位（active clamp）、栅极驱动补偿等复杂电路。IR1176适用于输出电压在5V以下的大电流DCDC变换器中的同步整流器，能大大简化并改善宽带网服务器中隔离式DCDC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率MO