可控增益放大器的应用

1、2012年TI杯 上海赛区竞赛题目可控增益放大器1、任务基于乘法器型DAC或压控增益放大器设计一个可控增益放大器，并将其用于自动增益控制器中。2、基本要求:设计一个负载为1K欧姆的可控增益放大器，可控增益放大器的放大倍数从1至128倍可调；通过按键短按，控制步进为4倍循环（1，4，16，64，128，1，）；（1）输入信号为频率为1KHz， 200mVpp的正弦信号时，在所有增益条件下：a. 增益精度高于1；b. 无明显波形失真；（2） 输入一个1KHz，200mVpp的方波，在所有增益条件下，a. 输出方波没有形态失真（输出变为三角波/正弦波，或有寄生振荡频率）； b. 输出方波的过冲不超过

2、5；c. 输出方波的上升到90的上升时间应小于80uS;（3） 制作一个100mV的直流电平（用万用表测量），做为可控增益放大器的输入，在增益为128倍时：a. 用万用表测量得到的输出电压误差不超过1；b. 用示波器测量得到的电压纹波不大于1；3、发挥要求:（1）基于基本部分的可控增益放大器，设计一个自动增益控制器。长按按键可进入（LED亮）或退出（LED灭）自动增益控制器功能，当向可控增益放大器输入1KHz， 200mVpp2Vpp间变化的正弦信号或其他波形信号时：a. 输出波形稳定在0.5Vpp，幅度精度为1；b. 频率和波形不变；c. 响应时间小于1s；并尽可能提高响应速度；（2）将输入

3、信号扩展为1KHz，20mVpp 20Vpp间变化的正弦信号或其他波形信号时，完成自动增益控制功能：a. 输出波形稳定在0.5Vpp，幅度精度为1；b. 频率和波形不变；c. 响应时间小于1s；并尽可能提高响应速度；d. 在自动增益控制模式下，通过按键短按，输出信号的幅度可以在0.5Vpp，1Vpp和2Vpp间切换；（4）减少器件使用的数量，降低成本；5、说明所有放大器的供电由实验室台式电源提供，供电电压自由选择；MSP430和乘法器型DAC的供电电源由运放供电电压转换后获取，可利用Launchpad上的线性稳压器（测试时不得挂USB数据线），注意调试时可能和Launchpad 上的USB供电

4、冲突。附录：一、 乘法器型DAC用作衰减器的原理：如上图，乘法器型DAC的核心是一个R-2R电阻网络，让我们来分析一下当乘法器型DAC和外部运放一起工作时是如何实现衰减器的：1. 12个选通开关由SPI协议控制，使得2R的下端接入Iout1（蓝线）或者Iout2（红线）2. 外部运放的Vin+，接地，这时红色的线都接地。3. 应用运放的“虚短”理论（理想运放工作在线性状态下时，Vin-和Vin+的电压相等），我们可以看做蓝色的线和红色的线连在一起。这时，最右边的两个2R相当于并联，阻值等于R，这个等效电阻R会与红圈圈出的R串联，形成一个2R的等效电阻，这个2R等效电阻会与右边第三个2R并联，以

5、此类推，最后，从VREF端看进去，整个R-2R电阻网络的阻值为恒定的R。4. 于是，我们可以得到，流入VREF端的恒定的总电流为ITOTAL=VREF/R5. ITOTAL在整个R-2R电阻网络中的2R支路上被分流，流入每个开关的支路电流大小为：ITOTAL / 2n, 对于12位的乘法器型DAC来说，n = 1 12。MSB位的开关上的流过的电流最大，为ITOTAL / 2，以后每个开关上的电流为前一个2R的1/2。6. 每一路2R上的电流，由开关选通，决定是流入Vin-还是Vin+，流入Vin-的电流总和，对于乘法器型DAC来说，将为ITOTAL x CODE/4096 = （VREF/R

6、） x （CODE/4096）。这里CODE即为写入乘法器型DAC的控制字的值。7. 记住Vin+是接地的，流入Vin+的电流对输出信号没有贡献。对于流入Vin-的电流，由运放的“虚断”理论（理想运放工作在线性放大状态时，流入Vin-或Vin+的电流总和为0，即没有电流进入Vin-或Vin+）可知，流入Vin-的电流将等于运放的输出电压Vout在RFB =上产生的电流，方向相反： Vout/RFB = -（VREF /R） x （CODE/4096）；8. 在设计乘法器型DAC时，TI会把RFB做到和R相等，于是，最终我们得到：Vout = -VREF x CODE/4096，这就是一个程控衰

7、减器。9. 如果把R-2R网络放在运放的反馈回路中，如下图：我们可以得到一个程控增益放大器，推导方法和上面类似，不再赘述，结论如下：Vout/R = -（VIN / RFB） x （4096/ CODE） ;RFB = R ;Vout = - VIN x 4096/ CODE ;二、 PWM信号用作DAC的原理：运用DAC（数模转换器）或来自控制器的PWM（脉冲宽度调制信号），我们可以产生可变的直流参考电压。由PWM及模拟低通滤波器产生的参考电压，其准确度和板上时钟，滤波运放，供电电压密切相关。如果微控制器的PWM发生器在一个周期中能有64个细分的时隙，那么在5V系统中可以达到78mv的精确度

8、。在微控制器PWM中，时钟确定其基本工作频率，我们可以调整占空比。Ton是PWM信号为高的时间长度；TOFF是PWM信号为低的时间长度；Ton+TOFF=T为PWM信号的一个周期。在一个PWM周期中，时钟可制造的细分时隙数（K）部分地决定了由PWM信号产生的直流参考电平的准确度和分辨率。用PWM信号产生的直流信号的最高分辨率（最小步进或每个LSB）是满量程的1/K。在一个周期T中对时间的分割数K(从而决定了占空比的可调级数K)确定了DAC的理想数位，或者叫分辨率，DAC分辨率为：log(K)/log(2)。用模拟低通滤波器接在PWM后，可以产生一直流电压，VREF。VREF大小依赖于Ton，T

9、OFF和供电电压VDD，即VREF=VDD*Ton/(Ton+TOFF)= VDD*Ton/T。如果占空比大于50%，那么输出电压会大于VDD/2。如果在微控制器输出端对PWM信号进行合适的滤波，那么系统误差将由控制器时钟的量化误差，I/O端的摆幅误差，低通滤波器对纹波的抑制，滤波运放的任何失调误差以及输出摆幅限制所决定。在图1中，FFT（快速傅里叶变换）将PWM的方波信号变换为等效频域信号。图1同时也给出了低通滤波器的频域响应。利用公式fC(FIRST-ORDER-FILTER)=fPWM/低通滤波器的极点。（译者注：此公式的由来，是因为单极点滤波器的幅频曲线在转折频率后以20dB/deca

10、de的速率下降，设ASTOP是期望的衰减倍数，以dB为单位，若期望将载波衰减1000倍，即ASTOP-60dB，需要滤波器的转折频率与基波频率之比满足下面的倍数关系：60dB/20dB/decade3decade3个10倍频程103，即fPWM要应为fc的1000倍才能满足衰减量要求，将上面的白话翻译成数学公式即可得到上式。因此，若采样多阶滤波器则可以获得更窄的过渡带（衰减倍数不变），或更好的衰减倍数（fPWM/fc不变），但要注意滤波器的阻带起伏等指标。）如果需要电压参考在瞬态下仍保持稳定，你要提高滤波器的转折频率或增加滤波器的阶数。在这里，因为电路中已有一个运放，增加滤波器阶数是较好的选择

11、。应用各大运放厂商提供的软件，设计一个有源低通滤波器还是较容易的。有了这篇文章中介绍的计算公式，PWM及运放，就可以设计一个产生直流参考电压的DAC。微控制器产生PWM信号的基本时钟频率，以及模拟低通滤波器的截止频率是这个设计的频率限制因素。如果想提高这个系统的频率响应，可以提高PWM的时钟频率，或使用独立DAC。如果应用中对精确度有较高要求，独立DAC是一个很有吸引力的选择。图1 PWM信号转换成直流信号的硬件实现：利用控制器产生PWM信号（a）；PWM经过一阶模拟低通滤波器产生dc电压。在FFT图上，发生器产生的PWM信号基频为1/T，T为PWM的周期（b）；当设计模拟低通滤波器时，基频（

12、fPWM）响应主宰了计算和结果。三、 给Launchpad上的MSP430G2553供电：1. TP1（靠近USB头）上加入5V（此时绝对不能插入USB线，要插USB线，必须断开TP1上的5V）；VCC上即获得3.3V电压；（注意此时整个ez430部分也被供电，如果设计系统要求低功耗，不一定可取）。2. 利用线性稳压器，获得3.3V后加入VCC (下部插针)。注意要拔除VCC上的跳线帽。避免与USB供电冲突。另外，不同版本的Launchpad上此VCC的位置不同，请以板上丝印为准。本题供选芯片说明（非必用）：OPA227, OPA2227, OPA228, OPA209, OPA1611, THS4031, VCA810, DAC7811