PWM整流器的模糊滑模变结构控制

1、2006年7月 第21卷第7期电 工 技 术 学 报TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETYVol.21 No.7Jul. 2006PWM整流器的模糊滑模变结构控制赵葵银（湖南工程学院电气与信息工程系 湘潭 411101）摘要 结合滑模变结构控制与模糊控制两者的优点，提出了PWM整流器的模糊滑模变结构新型复合控制方案，使PWM整流器既具有变结构控制的良好鲁棒性，又能最大限度的减小抖振。文章给出了PWM整流器的数学模型，分析了PWM整流器的空间矢量脉宽调制的实现方法，着重探讨了模糊滑模变结构控制器的设计。实验结果表明，系统能保证有很高的功率因数

2、和输入电流较好的正弦度；能适应负载的扰动和非线性变化；具有良好的动静态性能。关键词：PWM整流器 滑模变结构控制 模糊控制 振动 中图分类号：TM461PWM Rectifier With Fuzzy Sliding Mode Variable Structure ControlZhao Kuiyin（Hunan Institute of Engineering Xiangtan 411101 China）Abstract A novel compound control scheme for PWM rectifier with fuzzy sliding mode variable str

3、ucture control is presented, which integrates advantages of sliding mode variable structure control and fuzzy control. It makes that PWM rectifier not only has excellent robust of variable structure control, but also minimizes vibration. Mathematical model of PWM rectifier is deducted, A easy space

4、vector pulse width modulation scheme is analyzed, and fuzzy sliding mode variable structure control regulator is designed. Experiment results show that power factor of the system is 1 and the waveform of input current is sine waveform by the novel control strategy, and the state of the PWM rectifier

5、 can be hold to disturbance or nonlinear variety of load. Furthermore, good dynamic and static performance is indicated in the system.Keywords：PWM rectifier, sliding mode variable-structure control, fuzzy control, vibration的控制效果，动态性能差。为此，国内外学者先后提出了一些先进的控制策略用于PWM整流器的电流控制，如：状态反馈控制、二次最优控制、时间最优控制、基于Lyap

6、unov稳定性理论等14。但这些控制策略都有一定的缺点，且难以数字化实现。本文提出一种将模糊控制与滑模变结构控制相结合的复合控制方案，结合了两者的优点。与传统的PWM整流控制相比，该方案对被控对象的数学模型要求不高，对系统参数变化和外界扰动不敏感，具有控制目标明确，计算量小，实时性好，易于实现数字化的优点6,7。实验结果表明，系统的功率因数接近单位功率因数，输入电流波形为正弦，并且系统能适应负载的扰动和非线性变化。1 引言PWM控制技术的应用与发展为整流器性能的改进提供了变革性的思路和手段，结合了PWM控制技术的新型整流器称为PWM整流器。由于PWM整流器实现了输入电流的正弦化，且运行于单位功

7、率因数，能量可双向传输，因而真正实现了“绿色电能变换”。PWM整流器的核心是电流控制，如何提高整流器的功率因数并改善输入电流波形是人们追求的目标。由于PWM整流器是一个非线性、时变不确定系统，采用常规PID控制很难达到理想湖南省教育厅资助项目（04C181）。 收稿日期 2005-08-01 改稿日期 2005-11-2450电 工 技 术 学 报 2006年7月2 PWM整流器的数学模型图1所示是三相PWM整流器的主电路及各变量的定义。RL为直流侧负载，C为直流电容，R和L为电感器等效参数。其中Va、Vb、Vc为PWM三相控制电压。长度为Em的电压矢量Vi(i=16)组成一个正六边形，V0，

8、V7代表自由旋转态的零电压矢量。图2 电压空间矢量图Fig.2 Diagram of voltage space vectors图1 三相电压型PWM整流器Fig.1 Main circuit of three-phase voltage-sourcePWM rectifier取变换矩阵Tabcdq为122+cos()cos()cos()33222（3） =sin()sin(sin(+)333设ea，eb，ec为三相对称交流电源，根据整流器的电路拓扑结构，其数学模型为TabcdqSb+Sc2SadiavdcLdt=eaRia+3Ldib=eRi+Sa+Sc2Sbvbbdc3dt（1） di2S

9、SS+cabcLvdc=ecRic+dt3dvveLCdc=Saia+Sbib+ScicdcdtRL式中，Sa，Sb，Sc分别表示三相桥臂的开关函数。为了控制方便，将PWM三相控制矢量Va，Vb，Vc向两相旋转坐标dq轴进行转换(Park变换)VdVaVq=TabcdqVb （4） 0Vc这样可将控制矢量V分解成相邻两矢量来计算，在dq轴其作用时间分别为|V|sin(/3)Tst1=Vdc（5） t=|V|sinT2sVdct0=Tst1t2 其中：S=1，代表对应的桥臂上管导通，下管关断；S=0，代表对应的桥臂下管导通，上管关断。3 空间矢量脉宽调制对于理想的三相正弦电压，电压空间矢量定义为

10、：V=ea+aeb+a2ec(其中a=ej2/3)。这种变换的实质是三相静止abc坐标系向两相静止 坐标系转换(Clark变换)。用矩阵表示为1VV=0eaeb （2） ec式中|V|=+arctg(VqVd)(其中= t)。应用中为了防止电压参考矢量超出整流器所能承受的最大电压，对整流导通时间进行限制4。'=即若t1+t2>Ts，则t1t1t'Ts，t2=2Ts，t0=0。t1+t2t1+t2对电压矢量所处的区间，通过 结合其三角函数可方便地确定。这样对每个控制电压矢量，都对应着 坐标系中PWM开关状态对应电压矢量V如图2所示。代表6个有效状态共有23=8种取值，PWM

11、各管导通方式和时间，即可实现基于电压空间矢量的PWM整流控制。第21卷第7期赵葵银 PWM整流器的模糊滑模变结构控制 51对图1进行分析，可得整流器三相静止坐标方程diaea=Ldt+Ria+Vadib+Rib+Vb （6） eb=LdtdiceL=+Ric+Vccdt合两者的优点，由滑模变结构来控制系统及其稳定 性；由模糊控制调节整个正常运动段以减弱抖振8,9。其实，变结构产生抖振的原因主要是达到切换线附近速度过快，开关控制力有限和开关的惯性使运动难以立即反向，造成对切换线的来回穿越形成抖振5。本文中采用的方法是：当系统状态点远离滑模切换线时，加大控制量使ufuzz较大，加快正常运动段的响应

12、速度；当系统接近滑模切换线时，适当减小控制作用，防止系统状态点以过大速度冲过切换线造成系统抖动，所以适当调节模糊控制器的特性，使整个系统既具有快速性又能有效减弱抖动。令滑模切换函数s=kX1+X2 （9）通过对矩阵Tabcdq进行变换后，可得整流器旋转坐 标系方程did=Liq+Rid+VdeLddt（7） diqe=LLid+Riq+Vqqdt因为ea，eb，ec为对称三相电压，所以令ed=Em，eq=0则可得控制电压Vd，Vq为did=+LiqRid+EmVLddt（8） diV=Lq+LiRiqdqdt定义滑动模态正常运动段趋近率&=signs >0 （10） s定义穿过原

13、点并垂直于滑模切换线s=0的直线为d=0，由于状态点到d=0和到s=0的距离的平方和也表示了状态点到原点的距离平方，所以状态点距离直线d=0和到s=0越近，控制ufuzz的幅度就越小(就越小)，反之就越大。这样在切换线s=0附近减小系统状态点趋近切换面的速度就可以减弱系统的抖振。设计出的滑模变结构控制式为di*vdc+si=Ldt（11） *=(ic+iL)(skCvvvdc设计系统控制方案如图3。其中，三相静止坐标系输入电流值ia，ib，ic通过电流传感器采样，再经3/2变换到旋转坐标系电流值id，iq，再经模糊滑模变结构控制。控制电压矢量Vd，Vq通过空间矢量脉宽调制得到对应的开关函数信号

14、Sa，Sb，Sc对应6个IGBT管的开关状态。输出负载上的直流电压vdc经反馈比较，再经控制器的作用决定旋转坐标系电流给定值id的大小。其中，si，sv分别为电流、电压控制滑模面，k为常数。本文的模糊控制系统采用双输入单输出形式，两个输入就是系统状态点到切换线s=0和直线d=0的距离，分别记做Ls和Ld；输出记做Lu。根据模糊规则if Ld is LDi and Ls is LSj then ufuzz is FUK图3 PWM整流器的模糊滑模变结构控制方案 Fig.3 Block diagram of PWM rectifier with fuzzy slidingmode variable

15、 structure control scheme（12）其中，LDi对应Ld的语言变量；LSj对应Ls的语言变量；FUK为对应Lu的语言变量。设语言变量LD取：PB，PS，NS，NB；语言变量LS取：PB，PS，4 模糊滑模变结构控制器设计把滑模变结构控制和模糊控制相结合可以综PZ，NZ，NS，NB；语言变量FU取：PB，PS，PZ，NZ，NS，NB，其中PB为正大，PS为正小，PZ为正零，NZ为负零，NS为负小，NB为负大。52电 工 技 术 学 报 2006年7月动电路采用EXB841。实验参数：进线滤波电感L为6mH，直流母线滤波电容C为两个450V/2200µF的电容串联，

16、电阻负载为40，整流电路开关频率为8kHz，交流输入电压为120V，直流输出电压为200V。实验结果如图5所示。从图5a可以看出，系图4 模糊控制规则图 Fig.4 Diagram of fuzzy control rule统经过两个电源周期，输出直流电压与交流侧输入电流都达到稳定，响应速度快，稳定后的输出直流电压波形脉动小。从图5b可以看出，整流器交流侧输入电压波形与电流波形同相位(取a相)，输入电流总畸变率为2.5%，基本接近标准正弦波，功率图5c是负载变化时整流器的运行情因数近似为1。况，负载电阻RL由40变为20，输出功率增大，而直流输出电压基本保持不变，交流输入电流过渡平稳，显示了模

17、糊滑模变结构控制的PWM整流器具有良好的输出特性。由图4可知切换线s=0和直线d=0将平面分为4个对称的部分，所以控制的幅度也是对称的。只需选择|Ld|、|Ls|作为模糊控制器的输入，|Lu|作为模糊控制器的输出。这样LD、LS、FU的论域就分别减少一半，规则从24条减为6条。设|Ld|的论域为X=0，6，|Ls|的论域为Y=0，8，|Lu|的论域为Z=0，8。隶属度函数为三角形，并且各隶属度函数曲线相交处的隶属度为0.5，最后根据重心法6,7求得控制量|Lu|的值为表1。表1 控制变量|Lu|的输出值 Table.1 Out value of control variable |Lu|Ld|

18、Ls|0 1 2 3 4 5 6 7 8 0 0 2.9 0.98 3.48 4 3.58 4.48 5.155.111 0 1.52 3.76 3.48 4 4.11 4.48 5 6.67 2 0 3 3.52 3.48 4 4.12 4.48 4.193 0 3 3.66 4 4.124 0 3.33 4 4.33 4.486.674.12 4.48 5 6.67 4.48 4.48 4.676.675 0 4 4.28 4.81 5 4.67 4.67 5 6.67 6 0 5.58 4.48 5 6.676.44 6.44 6.6 6.67令控制量u由变结构分量usm和模糊分量ufu

19、zz两部分组成u=usm+ufuzz （13）其中usm和ufuzz要符合如下条件dss<0 （14） dt=ufuzz （15）其中 为常量，式(14)保证系统满足模糊变结构的条件，式(15)保证ufuzz控制滑模到达切换线时的趋近律，减少系统抖振的幅度。5 实验结果及分析采用DSP320F240为控制核心，实现三相电压型PWM整流器的全数字控制，主电路开关元件采用三菱公司的PM400CVA060IPM模块，主开关驱图5 实验波形Fig.5 Experiment waveforms第21卷第7期赵葵银 PWM整流器的模糊滑模变结构控制 534 Ambrozic V, Fiser R,

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22、00(3)：188192作者简介赵葵银 男，1968年生，副教授，研究方向为电力电子与电气传动、过程控制。6 结论本文针对PWM整流控制的特点，把滑模变结构控制和模糊控制相结合，提出了模糊滑模变结构控制方案，电流变结构控制具有对被控对象数学模型要求不高，对干扰和抖振的完全适应性等优点，而模糊控制调节整个正常运动段可以减弱抖振。实验结果表明：三相电压型PWM整流器中采用模糊滑模变结构控制方案，系统响应速度快，有很强的鲁棒性，实现了系统单位功率因数控制，且输入电压电流均为正弦，验证了控制方案的有效性。参考文献1 2张崇巍，张兴. PWM整流器及其控制. 北京：机械工业出版社，2003Marian

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