应物_勇-基于光敏二极管光电检测电路的设计

1、 东 北 石 油 大 学 课 程 设 计课 程 光电检测技术 题 目 基于光敏二极管光电检测电路的设计院 系 电子科学学院 专业班级 学生姓名 学生学号 指导教师 2013年3月1日 大庆石油学院课程设计任务书课程 光电检测技术题目 基于光敏二极管光电检测电路的设计专业 应 姓名 学号 主要内容：利用光敏二极管、低噪声放大器及单片机等电子器件，设计一光电检测电路，实现光电信号的自动检测。基本要求：1）利用光敏二极管及低噪声放大器等电子器件工作。 2）研究单片机与光电转换电路的接口特性。3）设计光敏二极管光电检测电路。4）撰写总结报告。主要参考资料：1）陈有卿编著. 新颖集成电路制作精选M.人民

2、邮电出版社, 2005.4.2) 陈振官，陈宏威等编著.光电子电路制作实例M. 2006.4.3) 黄继昌等编著.检测专用集成电路及应用M. 2006.10.完成期限 2013.2.252013.3.1 指导教师 专业负责人 2013年2月25日第1章 概述光电二极管（Photo-Diode）是二极管的一种，但在电路中它不是作整流元件，而是把光信号转换成电信号的光电传感器件。可用于光强度探测，光控开关的感光元器件，作用与光敏电阻相似。1.1、光电二极管的意义 光电二极管及其相关的前置放大器是基本物理量和电子量之间的桥梁。许多精密应用领域需要检测光亮度并将之转换为有用的数字信号。光检测电路可用于

3、CT扫描仪、血液分析仪、烟雾检测器、位置传感器、红外高温计和色谱分析仪等系统中。在这些电路中，光电二极管产生一个与照明度成比例的微弱电流。而前置放大器将光电二极管传感器的电流输出信号转换为一个可用的电压信号。看起来好象用一个光电二极管、一个放大器和一个电阻便能轻易地实现简单的电流至电压的转换，但这种应用电路却提出了一个问题的多个侧面。为了进一步扩展应用前景，单电源电路还在电路的运行、稳定性及噪声处理方面显示出新的限制。1.2、光电检测技术的发展前景（1） 、发展纳米，亚纳米高精度的光电测量新技术。（2） 、发展小型的，快速的微型光，机，电检测系统。（3） 、非接触，快速在线测量。（4） 、发展

4、闭环控制的光电检测系统。（5） 、向微空间或大空间三维技术发展。（6） 、向人们无法触及的领域发展。（7） 、发展光电跟踪与光电扫描技术。第2章 光电二极管工作原理2.1、光电转换原理 根据PN结反向特性可知，在一定反向电压范围内，反向电流很小且处于饱和状态。此时，如果无光照射PN结，则因本征激发产生的电子-空穴对数量有限，反向饱和电流保持不变，在光敏二极管中称为暗电流。当有光照射PN结时，结内将产生附加的大量电子空穴对（称之为光生载流子），使流过PN结的电流随着光照强度的增加而剧增，此时的反向电流称为光电流。不同波长的光（兰光、红光、红外光）在光敏二极管的不同区域被吸收形成光电流。被表面P型

5、扩散层所吸收的主要是波长较短的兰光，在这一区域，因光照产生的光生载流子（电子），一旦漂移到耗尽层界面，就会在结电场作用下，被拉向N区，形成部分光电流；彼长较长的红光，将透过P型层在耗尽层激发出电子一空穴对，这些新生的电子和空穴载流子也会在结电场作用下，分别到达N区和P区，形成光电流。波长更长的红外光，将透过P型层和耗尽层，直接被N区吸收。在N区内因光照产生的光生载流子（空穴）一旦漂移到耗尽区界面，就会在结电场作用下被拉向P区，形成光电流。因此，光照射时，流过PN结的光电流应是三部分光电流之和。2.2、光敏二极管的两种工作状态 光敏二极管又称光电二极管，它是一种光电转换器件，其基本原理是光照到P

6、-N结上时，吸收光能并转变为电能。它具有两种工作状态：（1）当光敏二极管加上反向电压时，管子中的反向电流随着光照强度的改变而改变，光照强度越大，反向电流越大，大多数都工作在这种状态。（2）光敏二极管上不加电压，利用P-N结在受光照时产生正向电压的原理，把它用作微型光电池。这种工作状态，一般作光电检测器。光敏二极管分有P-N结型、PIN结型、雪崩型和肖特基结型，其中用得最多的是P-N结型，价格便宜。光信号放大和开关电路2.3、光敏二极管应用与检测 光敏二极管工作时加有反向电压，没有光照时，其反向电阻很大，只有很微弱的反向饱和电流（暗电池）。当有光照时，就会产生很大的反向电流（亮电流），光照越强，

7、该亮电流就越大。光敏二极管是一种光电转换二极管，所以又叫光电二极管。测量光敏二极管时，先用黑纸或黑布遮住光敏二极管的光信号接收窗口，然后用万用表的R1k档其正、反向电阻。正常时，正向电阻值在1020k之间，反向电阻值为（无穷大）。再去掉黑纸或黑布，使其光信号接收窗口对准光源，正常时正、反向电阻值均会变小，阻值变化越大，说明该光敏二极管的灵敏度越高。2.4、主要技术参数1.最高反向工作电压；2.暗电流3.光电流；4.灵敏度；5.结电容；6.正向压降；7.响应时间；主要特性曲线图：第3章 光电检测电路电路设计3.1、 光检测电路的基本组成和工作原理 设计一个精密的光检测电路最常用的方法是将一个光电

8、二极管跨接在一个CMOS输入放大器的输入端和反馈环路的电阻之间。这种方式的单电源电路示于图1中。 在该电路中，光电二极管工作于光致电压（零偏置）方式。光电二极管上的入射光使之产生的电流ISC从负极流至正极，如图中所示。由于CMOS放大器反相输入端的输入阻抗非常高，二极管产生的电流将流过反馈电阻RF。输出电压会随着电阻RF两端的压降而变化。 图中的放大系统将电流转换为电压，即VOUT = ISC RF （1）图1 单电源光电二极管检测电路式（1）中，VOUT是运算放大器输出端的电压，单位为V;ISC是光电二极管产生的电流，单位为A;RF是放大器电路中的反馈电阻，单位为W 。图1中的CRF是电阻R

9、F的寄生电容和电路板的分布电容，且具有一个单极点为1/（2p RF CRF）。 用SPICE可在一定频率范围内模拟从光到电压的转换关系。模拟中可选的变量是放大器的反馈元件RF。用这个模拟程序，激励信号源为ISC，输出端电压为VOUT。 此例中，RF的缺省值为1MW ，CRF为0.5pF。理想的光电二极管模型包括一个二极管和理想的电流源。给出这些值后，传输函数中的极点等于1/（2p RFCRF），即318.3kHz。改变RF可在信号频响范围内改变极点。遗憾的是，如果不考虑稳定性和噪声等问题，这种简单的方案通常是注定要失败的。例如，系统的阶跃响应会产生一个其数量难以接受的振铃输出，更坏的情况是电路

10、可能会产生振荡。如果解决了系统不稳定的问题，输出响应可能仍然会有足够大的“噪声”而得不到可靠的结果。实现一个稳定的光检测电路从理解电路的变量、分析整个传输函数和设计一个可靠的电路方案开始。设计时首先考虑的是为光电二极管响应选择合适的电阻。第二是分析稳定性。然后应评估系统的稳定性并分析输出噪声，根据每种应用的要求将之调节到适当的水平。3.2、 光检测电路的SPICE模型1、光电二极管的SPICE模型 一个光电二极管有两种工作方式：光致电压和光致电导，它们各有优缺点。在这两种方式中，光照射到二极管上产生的电流ISC方向与通常的正偏二极管正常工作时的方向相反，即从负极到正极。 光电二极管的工作模型示

11、于图2中，它由一个被辐射光激发的电流源、理想的二极管、结电容和寄生的串联及并联电阻组成。图2 非理想的光电二极管模型 当光照射到光电二极管上时，电流便产生了，不同二极管在不同环境中产生的电流ISC、具有的CPD、RPD值以及图中放大器输出电压为05V所需的电阻RF值均不同，例如SD-020-12-001硅光电二极管，在正常直射阳光（1000fc英尺-烛光）时，ISC=30m A、CPD=50pF、RPD=1000MW 、RF=167kW ;睛朗白天（100fc）时，ISC = 3m A、CPD=50pF、RPD= 1000 MW 、RF=1.67MW ;桌上室内光（1.167fc）时，ISC=

12、35nA、CPD=50pF、RPD=1000MW 、RF=142.9MW 。可见光照不同时，ISC有显著变化，而CPD、RPD基本不变。 工作于光致电压方式下的光电二极管上没有压降，即为零偏置。在这种方式中，为了光灵敏度及线性度，二极管被应用到最大限度，并适用于精密应用领域。影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD，它们会影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。结电容CPD是由光电二极管的P型和N型材料之间的耗尽层宽度产生的。耗尽层窄，结电容的值大。相反，较宽的耗尽层（如PIN光电二极管）会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约从20或25pF到几千pF以上。结电容对稳定性、带宽和

13、噪声等性能产生的重要影响将在下面讨论。在光电二极管的数据手册中，寄生电阻RPD也称作“分流”电阻或“暗”电阻。该电阻与光电二极管零偏或正偏有关。在室温下，该电阻的典型值可超过100MW 。对于大多数应用，该电阻的影响可被忽略。 分流电阻RPD是主要的噪声源，这种噪声在图2中示为ePD。RPD产生的噪声称作散粒噪声（热噪声），是由于载流子热运动产生的。 二极管的第二个寄生电阻RS称为串联电阻，其典型值从10W 到1000W 。由于此电阻值很小，它仅对电路的频率响应有影响。光电二极管的漏电流IL是引发误差的第四个因素。如果放大器的失调电压为零，这种误差很小。 与光致电压方式相反，光致电导方式中的光

14、电二极管具有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器上时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。2、运放的SPICE模型 运算放大器具有范围较宽的技术指标及性能参数，它对光检测电路的稳定性和噪声性能影响很少。其主要参数示于图3的模型中，它包括一个噪声源电压、每个输入端的寄生共模电容、输入端之间的寄生电容及与频率有关的开环增益。 输入差分电容CDIFF和输入共模电容CCM是直接影响电路稳定性和噪声性能的寄生电容。这些寄生电容在数据手册中通常规

15、定为典型值，基本不随时间和温度变化。 另一个涉及到输入性能的是噪声电压，该参数可模拟为运放同相输入端的噪声源。此噪声源为放大器产生的所有噪声的等效值。利用此噪声源可建立放大器的全部频谱模型，包括1/f噪声或闪烁噪声以及宽带噪声。讨论中假设采用CMOS输入放大器，则输入电流噪声的影响可忽略不计。图3 非理想的运放模型 当运行SPICE噪声模拟程序时，必须使用一个独立的交流电压源或电流源。为了模拟放大器的输入噪声RTI，一个独立的电压源VIN应加在放大器的同相输入端。另外，电路中的反馈电阻保持较低值（100W ），以便在评估中不影响系统噪声。图3模型中的最后一个技术指标为在频率范围内的开环增益AO

16、L（jw ），典型情况下，在传输函数中该响应特性至少有两个极点，该特性用于确定电路的稳定性。 在这个应用电路中，对运放有影响而未模拟的另一个重要性能参数是输入共模范围和输出摆幅范围。一般而言，输入共模范围必须扩展到超过负电源幅值，而输出摆幅必须尽可能地摆动到负电源幅值。大多数单电源CMOS放大器具有负电源电压以下0.3V的共模范围。由于同相输入端接地，此类性能非常适合于本应用领域。当放大器对地的负载电阻为小于RF /10时，则单电源放大器的输出摆幅可最优化。如果采用这种方法，最坏情况下放大器负载电阻的噪声也仅为总噪声的0.5%。 SPICE宏模型可以模拟也可以不模拟这些参数。一个放大器宏模型会

17、具有适当的开环增益频率响应、输入共模范围和不那么理想的输出摆幅范围。表1中列出了本文使用的三个放大器宏模型的特性。光电二极管和放大器的寄生元件对电路的影响可容易地用SPICE模拟加以说明。例如，在理想情况下，可以通过使用ISC的方波函数和观察输出响应来进行模拟。3、 反馈元件模型 本应用中应该考虑的第三个即最后一个变量是放大器的反馈系统。图4示出一个反馈网络模型。在图4中，分离的反馈电阻RF也有一个噪声成分eRF和一个寄生电容CRF。寄生电容CRF为电阻RF及与电路板/接线板相关的电容。此电容的典型值为0.5pF到1.0pF。CF是反馈网络模型中包含的第2个分离元件，用于稳定电路。图4 图1所

18、示系统反馈电路将三个子模型（光电二极管、运放和反馈网络）组合起来可组成光检测电路的系统模型。如图5所示。图5 标准光检测电路的系统模型第4章 系统模型的相互影响和系统稳定性分析 当光电二极管配置为光致电压工作方式时，图5所示的系统模型可用来定性分析系统的稳定性。这个系统模型的SPICE能模拟光电二极管检测电路的频率及噪声响应。尤其是在进入硬件实验以前，通过模拟手段可以容易地验证并设计出良好的系统稳定性。该过程是评估系统的传输函数、确定影响系统稳定性的关键变量并作相应调整的过程。该系统的传输函数为 （2）式（2）中，AOL（jw ）是放大器在频率范围内的开环增益。b 是系统反馈系数，等于1/（1

19、+ZF/ZIN）。1/b 也称作系统的噪声增益。ZIN是输入阻抗，等于RPD/1/jw （CPD+CCM+ CDIFF）;ZF是反馈阻抗，等于RF /1/jw （CRF+CF）。通过补偿AOL（jw ） b 的相位可确定系统的稳定性，这可凭经验用AOL（jw ）和1/b 的Bode图来实现。图6中的各图说明了这个概念。 开环增益频率响应和反馈系数的倒数（1/b ）之间的闭合斜率必须小于或等于20dB/10倍频程。图6中（a）、（c）表示稳定系统，（b）、（d）表示不稳定系统。在（a）中，放大器的开环增益（AOL（jw ）以零dB随频率变化并很快变化到斜率为 20dB/10倍频程。尽管未在图中显

20、示，但这个变化是由开环增益响应的一个极点导致的，并伴随着相位的变化，在极点以前开始以10倍频程变化。即在极点的10倍频程处，相移约为0 。在极点发生的频率处，相移为45 。当斜率随着频率变化，到第二个极点时开环增益响应变化至40dB/10倍频程。并再次伴随着相位的变化。第3个以零点响应出现，并且开环增益响应返回至20dB/10倍频程的斜率。图6 确定系统稳定性的Bode图 在同一个图中，1/b 曲线以零dB开始随频率变化。1/b 随着频率的增加保持平滑，直到曲线末尾有一个极点产生，曲线便开始衰减20dB/10倍频程。 图（a）中令人感兴趣的一点就是AOL（jw ）曲线和1/b 曲线的交点。两条

21、曲线交点的斜率示出了系统的相位容限，也预示着系统的稳定性。在图中，交点斜率为20dB/10倍频程。在这种情况下，放大器将提供90 的相移，而反馈系数则提供零度相移。相移和系统的稳定性均由两条曲线的交点决定。1/b 相移和AOL（jw ）相移相加，系统的相移为90 ，容限为90 。从理论上说，如果相位容限大于零度，系统是稳定的。但实际应用中相位容限至少应有45 才能使系统稳定。 在图6的（c）中，AOL（jw ）曲线和1/b 曲线的交点表示一个在一定程度上稳定的系统。此点 AOL（jw ）曲线正以20dB/10倍频程的斜率变化，而1/b 曲线正从20dB/10倍频程的斜率转换到0dB/10倍频程

22、的斜率。AOL（jw ）曲线的相移为90 。1/b 曲线的相移则为45 。将这两个相移相加后，总的相移为135 ，即相位容限为45 。虽然该系统看上去较稳定，即相位容限大于0 ，但是电路不可能像计算或模拟那样理想化，因为电路板存在着寄生电容和电感。结果，具有这样大小的相位容限，这个系统只能是“一定程度上的稳定”。图6中（b）、（d）均为不稳定系统。在（b）图中，AOL（jw ）以20dB/10倍频程的斜率变化。1/b 则以+20dB/10倍频程的斜率变化。这两条曲线的闭合斜率为40dB/10倍频程，表示相移为180 ，相位容限为0 。在（d）图中，AOL（jw ）以40dB/10倍频程的斜率变化。而1/b 以0dB/10倍频程的斜率变化。两条曲线的闭合斜率为4