《电力电子技术cha》ppt课件

1、1234概述概述 电压型逆变器电压型逆变器VSIVSI 空间矢量空间矢量PWMPWM控制控制 根本内容电流型逆变器电流型逆变器 近年来，一种新的脉宽调制技术，即空间矢量脉宽调制Space Vector Pulse Width Modulation，简称SVPWM技术在交流驱动系统中得到了广泛的运用，相应的数字计算方法构成的空间矢量脉宽调制与传统的三角波、正弦波比较获得脉宽调制信号的方法(SPWM)相比具有更多的优点。 SVPWM是一种基于空间旋转矢量的等效， SPWM是基于时域信号的等效。 SVPWM的调制过程是在矢量空间中完成的，而SPWM的调制过程是在三相abc坐标系下独立完成的，SVPW

2、M更具有一致性和整体性。 空间矢量PWM调制SVPWM具有可以减少谐波，改善波形质量，提高直流电压利用率等优点，同时易于数字化实现。 4.3 空间矢量PWM控制 4.3 空间矢量PWM控制 SVPWM的思想是：在矢量空间用有限的静止矢量去合成和跟踪调制波的空间旋转矢量，使合成的空间矢量含有调制波的信息。 进展由时间坐标轴到空间坐标的变化，所构成的合成矢量是一个圆。 三相三桥臂变换器中总共有8种开关形状，转换到空间坐标上对应为8个开关矢量，其中有6个非零矢量及2个零矢量，合成矢量是位于这个六边形中的圆。 原理：PWM变换器的8个静止矢量按一定的规律切换可以在矢量空间用合成旋转的电压空间矢量来逼近

3、电压矢量圆，从而构成SVPWM波形。图4-47 二维空间矢量图4.3 空间矢量PWM控制 三相VSR拓扑构造如图4-48所示，所谓三相VSR普通数学模型就是根据三相VSR拓扑构造，在三相静止坐标系a，b，c中利用电路根本定律基尔霍夫电压、电流定律对VSR所建立的普通数学描画。 针对三相VSR普通数学模型的建立，通常作以下假设： (1)电网电动势为三相平稳的纯粹弦波电动势； (2)网侧滤波电感L是线性的，且不思索饱和；图4-48 三相VSR拓扑构造图 4.3 空间矢量PWM控制 针对三相VSR普通数学模型的建立，通常作以下假设： (3) 功率开关损耗以电阻Rs表示，即实践的功率开关可由理想开关与

4、损耗电阻Rs串联等效表示； (4) 为描画VSR能量的双向传输，三相VSR其直流侧负载由电阻和直流电动势串联表示。 如图4-48所示，当直流电动势为0时，直流侧为纯电阻负载，此时三相VSR只能运转于整流方式；当eLudc时，三相VSR既可运转于整流方式又可运转于有源逆变方式；当eLudc时，三相VSR也只能运转于整流方式。图4-48 三相VSR拓扑构造图 4.3 空间矢量PWM控制 为分析方便，首先定义单极性二值逻辑开关函数sk，为1, ,0kska b c上桥臂导通，下桥臂关断（）上桥臂关断，下桥臂导通 4-45 将三相VSR功率管损耗等值电阻Rs同交流滤波电感等值电阻合并，且令，采用基尔霍

5、夫电压定律建立三相VSR a相回路方程 aaaaNN0()diLRieuudt 4-46 当sa导通而sa关断时， sa =1，且uaN=udc；当sa关断而sa导通时，开关函数sa =1 ，且uaN=0。由于uaN=udc sa ，式(4-2)改写成 aaadcaN0d()diLRieu sut 4-474.3 空间矢量PWM控制 同理，可得b相、c相方程如下 思索三相对称系统，那么bbbdcbN0()diLRieu sudt4-48cccdccN0()diLRieu sudt4-49 abcabc00eeeiii 4-50 联立式4-474-50，得dcN0, ,3kk a b cuus

6、4-514.3 空间矢量PWM控制 在图4-48中，任何瞬间总有三个开关管导通，其开关方式共有种，因此，直流侧电流可描画为 对直流侧电容正极节点处运用基尔霍夫电流定律得 dcaabcbbcaccbaababcacacbbcbcaabcabcaabbcc()()()()ii s s si s s si s s sii s s sii s s sii s s siii s s si si si s 4-52dcdcLabccLdsdabuueCi si sitR 4-53 联立式(4-47) 式(4-53)，并思索引入形状变量X，且 ，那么采用单极性二值逻辑开关函数描画的三相VSR普通数学模型的形

7、状变量表达式为abcdcTiiiu， ， ，XZABXXE 4-544.3 空间矢量PWM控制 式中ZABXXE 4-54100()a3, ,100()b3, ,100()c3, ,1acLbRsskk a b cRsskk a b cRsskk a b csssRA 4-55000000000000LLLCZ4-56L1000010000101000RB4-57 abcL,Teee eE4-584.3.1 三相VSR空间电压矢量分布 三相VSR空间电压矢量描画了三相VSR交流侧相电压 在复平面上的空间分布，由式(4-47) 式(4-49)，易得a0b0c0(,)uuua0aabcdc1()3

8、ussssu4-59 b0babcdc1()3ussssu4-60c0cabc1()3dcussssu4-61 式中 三相单极性二值逻辑开关函数。 将 种开关函数组合代入式4-59 式4-61，即得到相应的三相VSR交流侧电压值，如表4-3所示。3284.3.1 三相VSR空间电压矢量分布 4.3.1 三相VSR空间电压矢量分布 其中 , 由于模为零而称为零矢量 。 显然，某一开关组合就对应一条空间矢量，该开关组合时的 即为该空间矢量在三轴a，b，c上的投影。 上述分析阐明，复平面上三相VSR空间电压矢量uk可定义图4-49 三相VSR空间电压矢量分布 0(000)U7(111)Ua0b0c0

9、,uuu(1)3dc0,7230j kku ekUU4.3.1 三相VSR空间电压矢量分布 上式可表达成开关函数方式，即2323dcabc2()3jjkuss es eU (4-63) 对于恣意给定的三相基波电压瞬时值 ，假设思索三相为平衡系统，即 ，那么可在复平面内定义电压的空间矢量a0b0c0,uuua0b0c00uuu2323a0b0c02()3jjuu eu eU (4-64) 4-64：假设 是角频率为 的三相对称正弦波电压，那么矢量U即模为相电压峰值，且以按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而在三相坐标轴(a，b，c)上的投影就是对称的三相正弦量。a0b0c0,uuu2323a0b00

10、2323aNN0bNN0cNN02323aNbNcN2()32()()()323jjcjjjjuu eu euuuueuueuueueU 4-654.3.2 空间电压矢量的合成 上述分析阐明：三相VSR空间电压矢量共有8条，除2条零矢量外，其他6条非零矢量对称均匀分布在复平面上。对于任一给定的空间电压矢量U*，均可由8条三相VSR空间电压矢量合成，如图4-50所示。 对于任一扇形区域中的电压矢量，均可由该扇形区两边的VSR空间电压矢量来合成。图4-50 空间电压矢量分区及合成 4.3.2 空间电压矢量的合成 假设U*在I区时，那么U*可由U1、 U2和U0、7合成，根据平行四边形法那么 式中T

11、1、T2 矢量U1、U2在一个开关周期中的继续时间； Ts PWM开关周期。 令零矢量U0、7的继续时间为T0、7 ，那么图4-50 空间电压矢量分区及合成 *1212ssTTTTUUU (4-66)120,7sTTTT (4-67)4.3.2 空间电压矢量的合成 令U*与U1间的夹角为，由正弦定律算得21*21ss2sinsinsin()33TTTTUUU (4-68) 又由于 ，那么联立式4-67，式4-68，易得1dc2/3u2UU1s2s0,7s12sin()3sinTmTTmTTTTT (4-69) mSVPWM调制系数，并且 *dc3|muU (4-70) 4.3.2 空间电压矢量

12、的合成 对于零矢量的选择，主要思索选择U0或U7应使开关形状变化尽能够少，以降低开关损耗。在一个开关周期中，令零矢量插入时间为 T0、7，假设其中插入U0的时间为 ，那么U7的时间为 ，其中 。 实践上，对于三相VSR某一给定的电压空间矢量U*，常有几种合成方法，以下讨论均思索U*在VSR空间矢量I区域的合成。00,7TkT70,7(1)Tk T01k4.3.2 空间电压矢量的合成 方法一：方法一： 将零矢量将零矢量U0均匀地分布在均匀地分布在U*矢量的起、终点上，然后依次由矢量的起、终点上，然后依次由U1、 U2按三角形方法合成。按三角形方法合成。 一个开关周期中，一个开关周期中，VSR上桥

13、臂功率管共开关上桥臂功率管共开关4次，由于开关函数波次，由于开关函数波形不对称，因此形不对称，因此PWM谐波分量主要集中在开关频率谐波分量主要集中在开关频率fs及及2 fs上，显上，显然在频率然在频率fs处的谐波幅值较大处的谐波幅值较大 。 图4-51 U*合成方法一aU*合成 b开关函数波形 c频谱分布 4.3.2 空间电压矢量的合成 方法二：方法二： 矢量合成依然将零矢量矢量合成依然将零矢量U0均匀地分布在均匀地分布在U*矢量的起、终点上矢量的起、终点上,与方与方法一不同的是，除零矢量外，法一不同的是，除零矢量外， U*依次由依次由U1 ，U2， U1合成，并从合成，并从矢量中点截出两个三

14、角形。矢量中点截出两个三角形。 一个开关周期中一个开关周期中VSR上桥臂功率管共开关上桥臂功率管共开关4次，且波形对称，因此次，且波形对称，因此其其PWM谐波分量仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近，谐波幅谐波分量仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近，谐波幅值显然比如法一有所降低。值显然比如法一有所降低。 。 图4-52 U*合成方法二aU*合成 b开关函数波形 c频谱分布 4.3.2 空间电压矢量的合成 方法三：方法三： 将零矢量将零矢量U0周期分成三段，其中周期分成三段，其中U*矢量的起、终点上均匀地分布矢量的起、终点上均匀地分布U0矢量，而在矢量，而在U*矢量中点处分布矢量中点处分布U7

15、矢量，且矢量，且T7= T0 。除零矢量外，。除零矢量外， U*矢量合成与方法二类似。矢量合成与方法二类似。 在一个在一个PWM开关周期，该方法使开关周期，该方法使VSR桥臂功率管开关桥臂功率管开关6次且波形对次且波形对称，其称，其PWM谐波仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近。谐波仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近。 在频率附近处的谐波幅值降低十清楚显。在频率附近处的谐波幅值降低十清楚显。 图4-53 U*合成方法三aU*合成 b开关函数波形 c频谱分布 4.4 电流型逆变器 电流型逆变器拓扑是逆变器另一类主要的拓扑构造。这类逆变器的直流侧以电感为能量缓冲元件，从而使其直流侧呈现出电流源特

16、性。 电流型逆变器有以下主要特点： 直流侧有足够大的储能电感元件，从而使其直流侧呈现出电流源特性，即稳态时的直流侧电流恒定不变。 逆变器输出的电流波形为方波或方波脉冲，并且该电流波形与负载无关。 逆变器输出的电压波形那么取决于负载，且输出电压的相位随负载功率因数的变化而变化。 逆变器输出电流的控制仍可以经过PAM 脉冲幅值调制和PWM脉冲宽度调制两种根本控制方式来实现。4.4 电流型逆变器 值得留意的是，电流型逆变器与电压型逆变器在构造上具有一定的对偶性，例如： 电压型逆变器直流侧的储能元件为电容， 而电流型逆变器直流侧的储能元件为电感； 另外，电压型逆变器的的功率管旁有反向并联的续流二极管，

17、而电流型逆变器的功率管旁那么普通有正向串联的阻断二极管具有反向阻断才干的功率管除外，例如晶闸管。 与电压型逆变器类似，根据控制方式和构造的不同，电流型逆变器也可分为方波型、阶梯波型、正弦波型PWM型三类。下面主要讨论方波型、阶梯波型电流型逆变器。4.4.1 电流型方波逆变器 电流型方波逆变器按拓扑构造的不同可分为电流型单相全桥逆变器以及电流型三相桥式逆变器两类。 也可以按电流型逆变器所采用功率器件的不同分为半控型和全控型两类。 由于电流型逆变器尤其是大功率电流型方波逆变器仍有不少采用基于晶闸管的半控型构造，因此，除全控型构造外，以下讨论还将涉及到半控型电流型逆变器。 4.4.1.1 单相全桥电

18、流型方波逆变器 全控型单相全桥电流型方波逆变器 为了使全控型功率器件具有足够的反向阻断才干，通常在每个功率管上正相串联一个二极管。 另外，由于电流型逆变器的输出电流是基于功率器件通断直流侧电流的方波电流，因此，为了防止输出过电压，电流型逆变器的输出需求接入滤波电容。 单相全桥电流型方波逆变器也可采用PAM脉冲幅值调制控制和SPM单脉冲控制两种控制方式。iuRLVTVT1 1VTVT2 2VTVT3 3VTVT4 4VDVD1 1VDVD2 2VDVD3 3VDVD4 4oiouLiii单相全桥电流型逆变器的主电路 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 当采用PAM时，输出方波电流的频率的控

19、制，输出方波电流的幅值的控制，和直流电流的幅值的控制。输出电流波形如图4-54b所示。 当采用SPM时，其直流侧电流的幅值恒定，输出方波电流的频率的控制，输出方波电流的幅值的控制。输出电流波形如图4-54c所示。 值得留意的是，单脉冲控制包括对称单脉冲控制和移相单脉冲控制两种根本方式。b)方波驱动信号 oitc)输出电流波形 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 半控型单相全桥电流型方波逆变器构造半控型单相全桥电流型方波逆变器构造 功率器件为晶闸管功率器件为晶闸管 基于晶闸管的半控型逆变器的换流可采用强迫换流和基于晶闸管的半控型逆变器的换流可采用强迫换流和负载换流两种换流方式。负载换流两种

20、换流方式。 当晶闸管逆变器采用强迫换流时，普通需添加强迫换当晶闸管逆变器采用强迫换流时，普通需添加强迫换流电路，从而使其构造复杂化。流电路，从而使其构造复杂化。 晶闸管逆变器采用负载换流时，晶闸管的换流电压需晶闸管逆变器采用负载换流时，晶闸管的换流电压需求由负载提供，即要求负载电流相位超前负载电压相求由负载提供，即要求负载电流相位超前负载电压相位，显然，这就要求负载为容性负载。位，显然，这就要求负载为容性负载。 4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 采用负载换流的晶闸管单相全桥电流型方波逆变器的电路构造如图4-55a所示。 图4-55a所示电路实践上是中频感应加热的电流型逆变器电路，其中L

21、C串联支路为电磁感应线圈及容性补偿电容的等效电路。 为了使输出电压波形近似为正弦波，将逆变器输出电路设计成并联谐振电路。4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 另一方面，为了实现晶闸管逆变器的负载换流，这就要求负载为容性负载，因此其输出电路中的补偿电容设计应使负载电路任务在容性小失谐形状。采用负载换流的晶闸管单相全桥电流型方波逆变器的换流波形如图4-55b所示。4.4.1.1 单相全桥电流型方波逆变器 4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器 全控型三相全桥电流型方波逆变器与单相全桥电流型方波逆变器类似，三相全桥电流型方波逆变器可采用PAM控制和SPM两种控制方式。三相全桥电流型方波逆变器普

22、通只采用120导电方式。采用120导电方式时，任何瞬间，三相全桥电流型变流器有且只需两个桥臂导电，此时三相全桥电流型变流器的三相输出只需两相输出电流，而两的输出电流幅值必然一致。 电路中的每个功率管上正相串联一个反向阻断二极管；另外，逆变器的输出接有过电压制制电容。4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器 全控型三相全桥电流型方波逆变器三相全桥电流型变流器120导电方式时的相关波形如图4-56c所示。需求留意的是：当负载为Y形联接时，负载的相电流波形为120交流方波电流幅值为Id、0；当负载为形联接时如图4-56b所示，负载的相电流为变流器两相输出电流之差，即负载的相电流波形为交流6阶梯波波形

23、电流幅值为(2/3)Id、(1/3)Id。可见，将三相全桥电流型变流器的负载接成形联接时，能有效降低输出电流谐波。 4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器 半控型三相全桥电流型变流器半控型三相全桥电流型变流器电路采用了强迫换流方式，其电路采用了强迫换流方式，其中中C1 C6为换流电容，为换流电容，VD1 VD6为串联二极管。为串联二极管。由于晶闸管本身具有反向阻断由于晶闸管本身具有反向阻断才干，因此，图才干，因此，图4-57所示电路所示电路中的串联二极管中的串联二极管VD1 VD6其其主要作用是为了阻断换流电容主要作用是为了阻断换流电容间的相互放电。间的相互放电。图图4-57所示电路通常称为

24、串联所示电路通常称为串联二极管式晶闸管逆变器。二极管式晶闸管逆变器。基于晶闸管的半控型三相全桥基于晶闸管的半控型三相全桥电流型方波逆变器仍采用电流型方波逆变器仍采用120导电方式，其输出波形导电方式，其输出波形可参见图可参见图4-56c。图4-57晶闸管三相全桥串联二极管式电流型方波逆变器的电路构造 4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器 半控型三相全桥电流型变流器半控型三相全桥电流型变流器假设换流前的逆变器电路已进假设换流前的逆变器电路已进入稳态，并且换流电容已完成入稳态，并且换流电容已完成充电，为简化起见，只讨论逆充电，为简化起见，只讨论逆变器变器U相上桥臂到相上桥臂到V相上桥臂相上桥臂

25、的换流过程。的换流过程。图中的换流电容图中的换流电容C13为为C3和和C5串联后再与串联后再与C1并联的等效并联的等效电容。详细换流过程分析如下：电容。详细换流过程分析如下：0t1时段时段初始恒流供电阶初始恒流供电阶段：上桥臂段：上桥臂VT1、VD1和下桥和下桥臂臂VD2、VT2导通，直流电流导通，直流电流Id经过经过VT1、VD1和和VD2、VT2向向U相和相和W相负载恒流供相负载恒流供电，如图电，如图4-58a所示。此时，所示。此时，VT3接受正向电压。接受正向电压。 4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器 半控型三相全桥电流型变流器半控型三相全桥电流型变流器t1t2时段时段换流电容恒流

26、换流电容恒流放电阶段：在放电阶段：在t1时辰触发时辰触发VT3，由于此时的由于此时的VT3接受正向电压，接受正向电压，因此因此VT3导通，此时，换流电导通，此时，换流电容容C13经过经过VT3使使VT1接受反接受反压而关断。此时，直流电流压而关断。此时，直流电流Id通从通从VT1换流到换流到VT3，并经过，并经过VT3、VD1和和VD2、VT2使使C13向向U相和相和W相负载而恒流相负载而恒流放电，如图放电，如图4-58b所示。在换所示。在换流电容电压流电容电压uC13下降到零以下降到零以前，前，VT1不断接受反向电压，不断接受反向电压，只需反压时间大于晶闸管的关只需反压时间大于晶闸管的关断时

27、间，就能确保断时间，就能确保VT1可靠关可靠关断。断。 4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器 半控型三相全桥电流型变流器半控型三相全桥电流型变流器t2t3时段时段二极管换流阶段：二极管换流阶段：假设逆变器负载为阻感性负载，假设逆变器负载为阻感性负载，假设假设t2时辰换流电容电压时辰换流电容电压uC13下下降到零，此时在降到零，此时在U相负载电感的相负载电感的作用下，开场对作用下，开场对C13反向充电。反向充电。之后之后uC13使使VD3正偏而导通并流正偏而导通并流过电流过电流iV，此时，此时VD1和和VD3同时同时导通并进入二极管换流过程，如导通并进入二极管换流过程，如图图4-58c所示。

28、二极管换流过程所示。二极管换流过程中，中，VD1的电流的电流iUIdiV。显。显然，随着然，随着iV的逐渐增大，的逐渐增大，iU将随将随之减小，假设设之减小，假设设t3时辰时辰iU0，那，那么么iVId，从而使，从而使VD1接受反压接受反压而关断，二极管换流过程终了。而关断，二极管换流过程终了。4.4.1.2 三相全桥电流型方波逆变器 半控型三相全桥电流型变流器半控型三相全桥电流型变流器t3时段时段换流后恒流供电阶段：换流后恒流供电阶段：t3时辰以后，换流电容时辰以后，换流电容C13反向反向充电过程终了并为提供下一次换充电过程终了并为提供下一次换流电压作好了预备。此时流电压作好了预备。此时VT

29、3、VD3稳定导通，换流过程终了。稳定导通，换流过程终了。直流电流直流电流Id经过经过VT3、VD3和和VD2、VT2向向V相和相和W相负载恒流相负载恒流供电，如图供电，如图4-58d所示。所示。4.4.2 电流型阶梯波逆变器 电流型阶梯波逆变器的拓扑构造主要包括电流型阶梯波逆变器的拓扑构造主要包括 直接并联多重叠加构造直接并联多重叠加构造 变压器移相多重叠加构造等变压器移相多重叠加构造等4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 多个电流型逆变器输出可直接并联。多个电流型逆变器输出可直接并联。图图4-59为两个三相电流型逆变器采用输出直接并联的为两个三相电流型逆变器采用输出直接并联

30、的多重叠加构造以及输出电流的叠加波形。多重叠加构造以及输出电流的叠加波形。4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 电路采用了120导电方式的PAM移相叠加控制。功率管每60换向一次，可将P A M 方 波 相 位 相 互 错 开60/2=30角。这样，经过30角的移相叠加即得8阶梯波电流。对图4-59b所示的电流波形进展谐波分析可知：每相输出的120方波谐波电流表达式为4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 每相输出的120方波谐波电流表达式为)11sin09. 07sin143. 05sin2 . 0(sin32dattttIi 4-71叠加输出的8阶梯波谐波电流

31、表达式为)7sin0383. 05sin0536. 0)(sin673. 1 (4dtttIi4-72对比式4-71以及式4-72后不难发现，两重叠加后的输出电流波形中不存在零序谐波如3次、9次等，并且5次、7次谐波得到了显著衰减。 4.4.2.1 直接并联多重叠加的电流型阶梯波逆变器 图4-60为三个三相电流型逆变器采用输出直接并联的多重叠加构造以及输出电流的叠加波形。显然，电路仍采用了120导电型的PAM移相叠加控制由于是三个三相电流型逆变器输出叠加，因此可将PAM方波相位相互错开60/3=20角。这样，即得12阶梯波电流，一相的电流叠加波形如图4-60b所示。4.4.2.1 直接并联多重

32、叠加的电流型阶梯波逆变器 对图4-60b所示的电流波形进展谐波分析可知：叠加输出的12阶梯波谐波电流表达式为 )7sin0264. 05sin0454. 0)(sin494. 2(4dtttIi4-73对比式4-72以及式4-73后不难发现，三重叠加后的输出电流波形中仍不存在零序谐波如3次、9次等，并且5次、7次谐波得到了进一步衰减。显然，叠加重数越多，输出阶梯波电流波形的阶梯数也越多，电流的谐波含量就越小。4.4.2.2变压器移相多重叠加的电流型阶梯波逆变器 采用Y/Y变压器联接的两重叠加构造假设令Y/Y接法变压器两组绕组匝比分别为A1=W1/ W3、A2=W2/ W3，那么经过复数方式的傅立叶分析可获得相应的谐波电流幅值Im(n)表达式为 显然，要消除第n次谐波电流，应使Im(n)0，那么必需满足 2sin313sin6sin31)1 (2323132d)n(mnWWnWWnWWneIIjn 4-74 02sin313sin6sin31323132nWWnWWnWW 4-754.4.2.2变压器移相多重叠加的电流型阶梯波逆变器 采用Y/Y变压器联接的两重叠加构造例如要使这种采用Y