单载波频域均衡技术分析

1、二单载波频域均衡技术2.1单载波频域均衡系统简介在对抗多径衰落信道方面，基本的传输技术可以分为多载波和单载波两大类。在多载波传输技术中，最具代表性的是 OFDM技术，它通过IFFT变换将原 始的数据符号调制到正交的子载波上；在单载波传输技术中，需要在接收端采用 均衡器来补偿码间串扰，均衡可以采用传统的时域滤波器，也可以在频域进行， 相应的系统分别成为单载波时域均衡系统(SCTDE)和单载波频域均衡系统 (SC FDE)。单载波频域均衡系统结合了 OFDM系统和单载波时域均衡系统的 优点，在复杂度和性能的折衷方面优于后两者。单载波频域均衡系统框图如图15所示。多径信道(?(n)x(n)数据解调1

2、1刃(n)IFFT 去循环 前缀数据分块r(门¥丿(n)图15单载波频域系统框图在发射端，信源产生的比特流d(n)经过调制得到符号序列x(n)后，首先经 过分块操作成长度为N的数据块X0(n),X!(n),X2(n),.,XN_i(n)，其中xk(n) =x(Nn k),0 乞 N -1(67)将每个快的最后Ng个符号拷贝到块首作为循环前缀， 得到长度为NN Ng的 数据块，构成发射符号序列s(n)，通过多径衰落信道h(n)和噪声方差二2的AWGN 信道v(n)到达接收端。在接收端，接收到的信号r(n)分成长度为Nb的数据块r°(n),r1(n),.,阮(n)， 其中rk(

3、n)汀(Nbn k),0辽k乞Nb -1。然后对每个酷爱进行删除循环前缀的操作， 得到y(n)。使用N点FFT将信号变换到频域中，得到频域序列 Y(n)。在频域经 过均衡处理后的序列)?(n),再通过N点IFFT操作变换回时域序列？(n)，在时 域进行判决，得到重建的数据符号d(n)单载波频域均衡系统的结构与 OFDM系统相似，二者都采用分块传输和循 环前缀的结构，都使用FFT/IFFT进行信号处理。单载波频域均衡系统具有低的 峰均比，除了峰均比的优势外，单载波频域均衡系统还具有以下优点：1) 与OFDM系统近似相同的低复杂度；二者每比特需要的乘法次数均与时延扩 展的对数成正比；2) 抗载波频

4、偏和相位噪声的性能优于 OFDM系统。但是单载波频域均衡系统不像 OFDM通过并行传输降低了相对时延扩展， 因而抗衰落能力不如OFDM。1.2单载波频域均衡技术原理1.2.1信号模型我们的推导基于图1所示的模型。第i个数据矢量为：X(i) <xo(n),X1(n)k(n),，Xn(n)二x(iN),x(iN 1),.,x(iN N-1)T(68)添加CP后，得到Nb 1维矢量s(i) =TCPX(i) =x(iN +N Ng),x(iN +N 1),x(iN),.,x(iN +N 1)T( 69)上式中Nb汉N维矩阵TCPI表示添加循环前缀操作，其中T=0N述IN。|l I为从 INgN

5、 一0Ng.N表示NgXN维零矩阵，1叫表示NgXNg维单位阵。多径衰落信道冲激响应用长度为L的矢量h =h(O),h(1),.,h(L-1)T表示，其作用为线性卷积，如下式所描述L 4r(n) =h(n) s(n) v(n)二' h(l)s(n-l) v(n)(70)l =0令 r(i)二r(iNb),r(iNb 1),.,r(iNb N -1)T 表示第 i 个接收数据块矢量,v =v(0),v(1),.,v(Nb-1)T表示噪声矢量，则经过信道后有r(i)=H 0S(i)+H&i-1)+v阵。_ h(0)0 "* " "h(0)0 13h(L

6、-1)i+* * . 30h(L-1)匕匕匕3I-i+0 00 h(L 1)h (0)一是Nb Nb维的下三角矩其中：H000h(L -1)h(0) 10h(0)5S3+9+h(L-1)a53+00 一是Nb汉Nb维的上三角矩阵。H1 =HiS(i-l)表示由前一个数据块多径延迟的效果叠加到当前块而产生的块间干扰(IBI)。令N 1维矢量y(i)表示删除CP后的第i格数据块，即y(i) =Rcpr(i) =RcpH°TcpX(i) RcpHJcpX(i -1) v(71)上式中N Nb维矩阵Rcp <0n nIn表示删除CP操作，v=Rcpv。当Ng L时，有RCPHQ，也就是

7、消除了 IBI，这样上式可以改写为y二 Hx( i) v(72)def其中H二RcpHoTcp是N N为循环矩阵，具有如下的形式:_ h(0)0h(0)0h(1)h(L -1)0h(L-1)h(L-1)00 h(L -1)h(0)可知，当发射端采用分块传输和添加 CP的操作时，多经信道的线性卷及效果等于圆周卷积，这样在接收端删除 CP后，信道传输矩阵成为循环矩阵。根据矩阵理论知识，循环矩阵可以被Fourier变换矩阵对角化，即(73)HH=F AF其中F为FFT变换矩阵，其第(k ,n)个元素为F(k, n)=J e2kn/N , FH为IFFT变换矩阵，其第(k, n)个元素为 F(k, n

8、)= 1 ej2'kn/N，VnHo00 H1N A，为对角阵，其中Hkh(l)ej2Hd/N是信道冲激响应1=0矢量h的N点FFT的第k系数。删除CP后的数据块进行N点FFT操作及相当于(72)式两端左乘F,有Y(i)二 Fy(i)(74)其中丫二Y(iN),Y(iN 1),，丫(iN N - 1)T为FFT模块输出的第i个N 1维矢量，将(72),( 73)式代入(74)式有,Y( i)二 FHx(i) Fv = AFx(i) Fv(75)def令x(i)二 Fx(i)x(iN ), X(iN 1),.,X(iN N -1)T(76)为第i个数据符号矢量经过N点FFT变换后得到的N

9、 1维频域矢量。defV =Fv=Vo,V1,.,VnJT(77)为噪声矢量的N点FFT变换后得到的N 1维频域矢量，(75)式可以改写为Yk(n) =HkXk(n) VO 乞kN -1(78)(78)式可以用图2描述如下。HoXo(n厂JV175)丿Xdn)丫。5)”H1Hn丄Xn)彳VnaYN(n)(79)(80)2、 1 N4 NN .4l =0I2 =0Ref WH 2=0厂2 N21 NZ W| + 書瓦 WHi-1N i =0(81)N i£图2 SC-FDE接收端频域并行处理模型可以看到，多径频率选择性衰落信道转化为频域的N个并行子信道，每个子信道仅由包括一个乘性抽头系

10、数 Hk和一个加性白噪声Vk。可以使用简单的N阶频域线性均衡器来实现均衡操作，包括迫零均衡器和 MMSE均衡器，这些将 在下一小节中详细描述。除了简单的线性均衡外，也可以采用更复杂的判决反馈 均衡来实现频域均衡。可以采用简单的前向线性均衡器对经过 FFT变换和删除CP后的频域接收矢 量进行均衡，可以用下式表示： 笑(n) =W(n)Y(n), O n < N -1其中W =W(0),W(1),.,W(N -1)T为均衡器系数矢量1迫零均衡器：WZF(l),丨=0,1，,N -1H iMMSE均衡器:设噪声方差为E(vn2)匚2,令 e(n) = ?(n) -x( n)，有其中、(l)=

11、，i "I0，l H0令旦g =0 ,得到MMSE均衡器: cWWMMSE (l )=HiHi22,I 71,，N -1亠2(82)1.2.2单载波频域均衡与OFDM比较单载波频域均衡与OFDM的共同之处在于：1) 都是基于分块传输的技术，都采用循环前缀来消除IBI ；2) 都采用FFT/IFFT运算；第一点使得在每个数据块的处理时间内， 数据矢量具有周期性，这样信号矢 量与信道矢量的线性卷积等同于圆周卷积，也就是信道传输矩阵呈现循环特性。第二点保证了信号处理复杂度的降低，同时由于频域信道矩阵呈现简单的对 角特性，OFDM的信道均衡和单载波频域线性均衡系统的均衡处理都是基于数 据块的

12、简单乘法，不需要复杂的非对角阵求逆操作，因此二者在复杂度上大大优 于传统的单载波时域均衡系统。OFDM系统与单载波频域线性均衡系统的主要差别在于IFFT模块的位置和作用：在OFDM系统中IFFT模块位于发射端，作用是将数据复用到并行的子 载波上。而在单载波频域均衡系统中，IFFT模块位于接收端，作用是将经过均 衡的信号变换回时域。对于相同的 FFT长度，二者的信号处理复杂度相同。在抗频率选择性衰落的机理上，OFDM是发端并行传输，收端并行处理， 降低符号速率降低从而减小了相对时延扩展，适合于多径时延扩展很严重的频率 选择性衰落信道；单载波频域均衡系统是发端串行传输，收端并行处理，发射的符号速率

13、并没有降低，没有改变相对时延扩展，适合于多径时延扩展不是很严重 的信道。单载波频域均衡系统通过增加均衡器阶数来补偿由于频率选择性衰落造 成的ISI，但是这种均衡器的复杂度并不像传统的时域均衡器那样随着时延扩展 的增加而线性上升，由于巧妙利用了信道矩阵在频域呈现的对角特性以及FFT的快速算法，频域线性均衡器的复杂度随着时延扩展的增加仅仅以对数律增加。1.2.3单载波频域均衡与 OFDM的峰均比对比与OFDM系统相比，单载波频域均衡系统由于不存在多个载波，因此大大 优于多个独立子载波叠加的OFDM系统。下面给出OFDM系统和单载波频域均衡系统的峰均比推导结果。 设数据符号x（n）的调制星座图集合为

14、A，定义数据符号的最大幅度： Anax=max嬉 | 叫（83）每符号平均能量2I2-2=（1/Amax）送 |叫（84）育AOFDM系统的峰均比PAROfdm和单载波系统的峰均比PARsc分别由式（85）和（86）给出:2PARofdm 二 NAax（ 85）CTPARsc -(N Ng)AtNs2(86)(87)对于PSK调制方式，有Amax =1，二x2 =1，因而PARofdm - NPARscN NgN(88)对于M阶QAM调制方式，有Ax二C-M-1)/ .2,打=2(M -1)/3，因而PARofdm = N ，总之，无论任何调制方式，都有N2PARofdmPARsc 小 N P

15、ARsc(89)N +Ng表1给出了相应的峰均比结果对比，其中 N =64,Ng =16。表1峰均比对比结果调制方式Amaxa2XPARofdmPARscPArofdm / PARscPSK1118.06dB0.97dB17.09dB16QAM3逅1020.61dB3.52dB17.09dB64QAM7血4221.74dB4.65dB17.09dB可以看到，即使在PSK调制方式下，OFDM系统的峰均比仍然达到18dB, 而单载波系统仅仅在1dB左右；在16QAM调制方式下，OFDM的峰均比更是 超过20dB，而单载波系统仅仅在3.5dB左右。单载波频域均衡系统的峰均比相 比OFDM系统有极大的

16、改善。1.2.4单载波频域均衡与OFDM对载波频偏和相位噪声的敏感度对比单载波频域均衡系统对于相位噪声和载波频偏的敏感度也低于OFDM系统。这是由于在OFDM系统中，相位噪声和载波频偏的影响有两个效果：第一， 破坏了各个子载波之间的正交性，从而产生子载波间干扰ICI，第二，作为乘性干扰降低了信号的幅度。而在单载波系统中，相位噪声和载波频偏只是作为一种 乘性噪声存在，并不产生符号间干扰。比较二者对相位噪声、载波频偏的敏感度。 在存在载波频偏和相位噪声的情况下，信噪比定义为：SNR二E02Es其中，Vo是由于载波频偏和相位噪声引入的干扰项。由于载波频偏引起的信噪比的损失量定义为:D = -10lg

17、( SNR ) 10lgEs/NoE0；5gE5g(1 唸(91)其中，上式中第一项表示载波频偏和相位噪声相当于一种乘性噪声导致信号幅度 的降低，第二项表示由于额外的噪声项和 ICI的综合效果。对于OFDM系统合单载波系统，由于载波频偏引起的信噪比损失分别为:OFDMDCFO10"2 Es3ln 10 i fs丿 No103ln 10Mf if(92)(93)其中，为载波频偏,fs为符号速率，f。一计/ fs定义为相对频偏。由式（92）和（93）可以看到，由于载波频偏引起的信噪比损失电平值均与相对频偏的平方成正比。对于OFDM系统，信噪比损失还与N2及旦 成正比。N。n2eOFDM系

18、统的信噪比损失dB值是单载波系统的 一Es倍。因此，OFDM系统对N0载波频偏很敏感。F面讨论相位噪声的影响，相位噪声 班t）通常建模为 Wiener过程,E讹 to)“(to)t(94)OFDMPN10 11 *4兀 N Bln 10 60 ( fsyN0SCPN10 1ln1Q 60Es JV，阮其中，1Hz为载波发生器的Lorentzian功率谱密度的单边3dB带宽 对于OFDM系统和单载波系统，由于相位噪声引起的损失分别为:由式（96）和（97）可以看到，由于相位噪声引起的信噪比损失电平值均与1和s成正比。对于OFDM系统，信噪比损失还与N成正比。OFDM系统的信噪N。比损失的dB值是单载波系统的11N倍。从以上的讨论可以看到，无论是载波频偏的影响还是相位噪声的影响，OFDM系统的敏感度都大大高于单载波系统。反映在实际系统中，单载波系统对于同步 精度的要求远远低于 OFDM系