试验七集成电路模拟乘法器的应用

1、1/ 18实验报告一、实验目的1、了解模拟乘法器（MC1496）的工作原理，掌握其调整与特性参数的测量方法。2、掌握利用乘法器实现混频，方法。实现混频器电路，观察输出点波形，并测量输出频率。 实现平衡调幅电路，观察输出点波形。实现同步检波电路，观察输出点波形。 实现鉴频电路，观察输出点波形。三、实验仪器1、双踪示波器一台2、频率特性扫频仪（选项）一台四、实验原理及电路1、集成模拟乘法器的内部结构集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。在高频电子线路中， 振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相 乘或包含相乘的过程。采用集成模拟乘法器实

2、现上述功能比采用分立器件如二极管和三极管 要简单的多，而且性能优越。所以目前在无线通信、广播电视等方面应用较多。集成模拟乘 法器的常见产品有BG314 F1595、F1596、MC1495 MC1496 LM1595 LM1596等。下面介绍MC1496集成模拟乘法器。（1）MC1496的内部结构实验名称集成电路模拟乘法器的应用姓名马晓恬专业班级电信081实验日期学号08103040142指导教师刘富强提交报告日期12.19平衡调幅，同步检波，鉴频等几种频率变换电路的原理及、实验内容改变模拟乘法器外部电路, 改变模拟乘法器外部电路, 改变模拟乘法器外部电路, 改变模拟乘法器外部电路,1、2、3

3、、4、MC1496是双平衡四象限模拟乘法器。其内部电路和引脚如图7-1（a）（b）所示。其中VT1、VT2与VT3、VT4组成双差分放大器,VT5、VT6组成的单差分放大器用以激励VT1VT4。VT7、VT8及其偏置电路组成差分放大器VT5、VT6的恒流源。引脚8与10接输入电压UX,1与4接另一输入电压Uy，输出电压L0从引脚6与12输出。引脚2与3外接电阻 艮，对差分放大器VT5、VT6产生串联电流负反馈，以扩展输入电压U的线性动态范围。引脚14为负电源端（双电源供电时）或接地端（单电源供电使），引脚5外接电阻R5。用来调节偏置电流15及镜像电流I0的值。2/ 18b、静态偏置电压的确定般

4、情况下，晶体管的基极电流很小，对于图7-1（a）,三对差分放大器的基极电流I110、I1和I4可以忽略不记，因此器件的静态偏置电流主要由恒流源单电源工作时，引脚14接地，5脚通过一电阻R5接正电源（+Ux的典型值为+12V）,由于1。是15的镜像电流，所以改变电阻R5可以调节1。的大小，即Rs+ 5000当器件为双电源工作时，引脚14接负电源-UEE（一般接-8V），5脚通过电阻R5接地，因LQLQUTttVTVT I IULUL11/? 1 VT t IVTVT J J- -VTiiVTiiu)0IMOIMOJ4J4JTEFJTEFI I* *ijijii131311K K麻4 4r r!

5、!MCIMCI 496496（a）内部电路图7-1MC1496的内部电路及引脚图（2）静态工作点设置MC1496可以采用单电源供电，也可以采用双电源供电。器件的静态工作点由外接元件确 定。a、静态偏置电压的确定静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集一基极间的电压 应大于或等于2V,小于或等于最大允许工作电压。 的内部电路，应用时，静态偏置电压（输入电压为（b）引脚图根据MC1496的特性参数，对于图7-1所示0时）应满足下列关系，即US二U10,U4,U6二U12(7-1)15V15V15V3(U6,U12)- (U8,U10)32V3(U8,U10)-(U1,U4)X

6、2.7V X(U1,U4)-U5兰2.7V(7-2)1。的值确定。当器件为(7-3)REICUHIIICUHIIM M A0JUS1A0JUS1-iWam-iWam-CAWlEft- -tZAntlERtZAntlER MfMTMfMT3/ 18此，改变R5也可以调节I0的大小，即包含两个输入信号的和频与差频分量。b、Uy为小信号，Ux为大信号（大于100mV时，由于双差分放大器（VT1、VT4。处于开关工作状态，其电流波形将是对称的方波，乘法器的输出电压I0HI5-0.7VR5+ 500Q(7-4)根据MC1496的性能参数，器件的静态电流小于4mA一般取1= I5=1mA左右。器件的总耗散

7、功率可由下式估算P PD= =2I2I5（u u6-Ul4)+15(U5-Ui4)(7-5)PD应小于器件的最大允许耗散功率（2、基本工作原理33mW。设输入信号UX= UxmCOSxt,Uy= UymCOSG）yt，贝u MC1496乘法器的输出电阻 RE及输入信号Ux、Uy的幅值有关。（1。不接负反馈电阻（脚2和3短接）a、Ux和Uy皆为小信号（c 26mV ）时，由于三对差分放大器 （VTi,VT2,VVT4及VT5,VT6。均工作在线性放大状态，则输出电压L0可近似表示为U0I0RL2UxUy=K0UxUy1=K0UxmUymCOS(Wx+Wy)t +COS(Wx Wy)t(7-6)式

8、中，K0乘法器的乘积系数,与器件外接元件参数有关，即K0IQRL(7-7)式中，UT温度的电压当量，当KTT=300K时，UT=26mVqRL输出负载电阻。式（7-6。表明，输入均为小信号时，MC1496可近似为一理想乘法器。输出信号Uo中只VT2和VT3、U0可近似表示为4/ 18U0俺K0UxUy5/ 18oC= KoUgm送Ancos( nWx+ Wy)t + cos( nWx-Wy)t(n为奇数)nA输出信号U0中。包含WxWy,3Wx Wy,5Wx Wy, 频率分量。(2)接入负反馈电阻由于RE的接入，扩展了Uy的线性动态范围，所以器件的工作状态主要由Ux决定，分析表明:a、当Ux为

9、小信号(C 26mv)时，输出电压Uo可表示为式(7-9)表明，接入负反馈电阻RE后，Ux为小信号时，MC1496近似为一理想的乘法器,输出信号Uo中只包含两个输入信号的和频与差频。b、当Ux为大信号(:lOOmV时，输出电压Uo可近似表示为上式表明，Ux为大信号时，输出电压Uo与输入信号Ux无关。3、集成模拟乘法器的应用举例(1)振幅调制振幅调制是使载波信号的峰值正比于调制信号的瞬时值的变换过程。通常载波信号为高 频信号，调制信号为低频信号。(7-8),(2n 1)wxWy 等Uo佥UxU1y = KEUxmUymCOS( Wx+ Wy)t + COS(Wx- Wy)t(7-9)式中:KE_

10、 RLREUT(7-10)Uo2RL(7-11)6/ 18设载波信号的表达式为Uc(t kUcmCOSM，调制信号的表达式为Uc(t )=UdCOS0t, 则调幅信号的表达式为U0(t ) = Ucm(1 +mCOsCt Cosset11= UcmCOSct +-mUcmCOS(国c+G t +_ mUcmCOSc-O t22式中，m调幅系数，m=U命/ucm；Ucmcosset-载波信号;(7-12)7/ 181亠-mUcmcosC+0 t-上边带信号;1-mUcmCOSct-下边带信号2它们的波形及频谱如图7-2所示。(b)调幅波频谱图7-2振幅调制由图可见， 调幅波中载波分量占有很大比重

11、， 因此信息传输效率较低，称这种调制为有 载波调制。为提高信息传输效率，广泛采用抑制载波的双边带或单边带振幅调制。双边带调 幅波的表达式为4U0(t )=mUcmbos血c+ 0 1+ cos血c一0 t 2= mUcmcosectcosOt单边带调幅波的表达式为1UoUo( (t tA A2 2mUcmCmUcmCE Ec c+ +Uo(t )=-mUcmCOS0c一0 J 2MC1496勾成的振幅调制器电路如图7-3所示其中载波信号U：经高频耦合电容C2从Ux端输入，C3为高频旁路电容，使8脚接地。调制信号Uo经低频耦合电容C从Uy端输入，C4为低频旁路电容，使4脚接地。调幅信号Uo从算器

12、件的静态偏置电流15或10，即升3-1C-0如c+O(7-13)(7-14)12脚单端输出。器件采用双电源供电方式，所以5脚的偏置电阻R接地，由式(7-4)可计I I心和0 0(a)调幅波波形8/ 18图7-3 MC1496构成的调幅器脚2与3间接入负反馈电阻RE，以扩展调制信号的U。的线性动态范围，RE增大，线性范围增大，但乘法器的增益随之减少。电阻吊、R、F8及RL为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作在放大状态，所以阻值的选取应满足式（7-1）、（7-2）的要求。对于图7-3所示电路参数，测量器件的静态（Uc=0,Uo=0）偏置电压为表7-1U8U10UUU6U12L2匕L

13、56V6V0V0V8V8V-0.7V-0.7V-6.8VR、R2与电位器RP组成平衡调节电路， 改变RP可以使乘法器实现抑制载波的振幅调制或 有载波的振幅调制，操作过程如下：a、抑制载波振幅调制Ux端输入载波信号Uc（t ）,其频率fc=10.7MHZ，峰一峰值Ucp_P=40mV。Uy端输入调制信号Udt ），其频率fc = 1KHZ，先使峰-峰值Ufp_p=0，调节RP，使输出U0=0（此时U4=Ui），再逐渐增加，则输出信号U0（t ）的幅度逐渐增大，最后出现如图7-4（a）所示的抑制载波的调幅信号。由于器件内部参数不可能完全对称，致使输出出现漏信号。脚1和4分别接电阻R3和R4可以较好

14、地抑制载波漏信号和改善温度性能。ucucC2C2 e e ILFILF匚L20LIF20LIFRmRm-0U-0U_|-UEEI 5 I 0 -竺=1mAR5+ 5000C30. 1 UFcece a.a.1JF1JFuuMCIMCI 4 4“CM严J JEPEPm mT T50K50Kr rTr r ClCl 1 1REREIKIK寸SISIL.L.寸DC寸u uRSRS 6.6.8K8KC5C59,9, 1 1 JFJF9/ 18%Um max11=1 1 UmUm mlhmlh(a)抑制载波调幅波图7-4(b)有载液调幅波乘法器输出的调幅波b、有载波振幅调制Ux端输入载波信号Uc(t )

15、, fc=10.7MHZ，Ucp_P=40mV，调节平衡电位器RP，使输出信号U0(t)中有载波输出(此时U1与U4不相等)。再从Uy端输入调制信号，其fC = 1KHZ，当U仃由零逐渐增大时，则输出信号Uo(t)的幅度发生变化，最后出现如图7-4(b)所示的有载波调幅信号的波形，调幅系数m为m=Ummax-Ummin100% Ummax+Ummin(7-15)式中，Umax调幅波幅度的最大值；Umix调幅波幅度的最小值(2)同步检波振幅调制信号的解调过程称为检波。常用方法有包络检波和同步检波两种。由于有载波 振幅调制信号的包络直接反映了调制信号的变化规律，可以用二极管包络检波的方法进行解 调

16、。而抑制载波的双边带或单边带振幅调制信号的包络不能直接反映调制信号的变化规律， 所以无法用包络检波进行解调，必须采用同步检波方法。同步检波又分为叠加型同步检波和乘积型同步检波。利用模拟乘法器的相乘原理，实现 同步检波是很方便的，其工作原理如下：在乘法器的一个输入端输入振幅调制信号如抑制载波的双边带信号Us(t )=UsmCOSOOctcOS0t，另一输入端输入同步信号(即载波信号)Uc(t )=Ucmcosset，经乘法器相乘，由式(7-9)可 得输出信号U)(t)为Uo(t )=KEUs(tUc(t )11=1KEUsmUcmCOsOt +1KEUsmCOS(2Ct24(条件：Ux=UcC2

17、6mV,Uy=Us为大信号)(7-16)上式中，第一项是所需要的低频调制信号分量，后两项为高频分量，可用低通滤波器滤 掉，从而实现双边带信号的解调。10/ 1811/ 18若输入信号US(t)为单边带振幅调制信号，即Us(t) =1Usmcos(ooc+ 0 t，则乘法器的输出U0(t)为1Uo(t )=2KEUsmUcmCos(2e0c+O tcoscoct11=KEUsmCOSOt + KEUSEUcm(2C中。144上式中，第一项是所需要的低频调制信号分量，第二项为高频分量，也可以被低通滤波 器滤掉。(7-17)如果输入信号Us(t)为有载波振幅调制信号，同步信号为载波信号Uc(t),利

18、用乘法器的相乘原理，同样也能实现解调。设Us(t AUsmd +mCOSOt )COSWc(t),Uc(t戶UcmCOSWc(t )则输出电压u0(t)为Uo(t ) = KEUs(t )Uc(t)1 1 1=2=2KEUsmUcKEUsmUc-KEmUcmcoKEmUcmco22KEUsmUcmcos2WctKEUsmUcmcos2Wct+-KEmUsmUcmCOS(2wc+0 )t 41+ KEmusmucmcos(2wc -C )t4(条件：Ux=Uc26mV，Uy=Us为大信号)(7-18)上式中，第一项为直流分量，第二项是所需要的低频调制信号分量，后面三项为高频分量，利用隔直电容及低

19、通滤波器可滤掉直流分量及高频分量，从而实现了有载波振幅调制信号的解调。MC1496模拟乘法器构成的同步检波解调器电路如图7-5所示。ClCl0.0. ILIFILIF匚3 30.0. lurlurR3R3IKIK+ + 12*12*REREa.a. idFidFR3R3IkIkIPRR日3.3. 3K3KCECE G.G. 1 1 UFUFleleIC21IC21NlNlClCl 4964961212R R 1 1 t tIKIK7-C7C70.0. 047LIF047LIFC&C&G.G. 047Lir047Lir12/ 18图7-5 MC1496构成的同步检波器13/ 18图7-6解调器输

20、出波形(3)鉴频_a、乘积型相位鉴频鉴频是调频的逆过程，广泛采用的鉴频电路是相位鉴频器。其鉴频原理是：先将调频波 经过一个线性移相网络变换成调频调相波，然后再与原调频波一起加到一个相位检波器进行 鉴频。因此实现鉴频的核心部件是相位检波器。相位检波又分为叠加型相位检波和乘积型相位检波，利用模拟乘法器的相乘原理可实现 乘积型相位检波，其基本原理是：在乘法器的一个输入端输入调频波us(O = usmcos( Wet + mf cosCt )其中UX端输入同步信号或载波信号UC, uy端输入已调波信号US输出端接有由R11与C6 C7组成的低通滤波器及隔直电容C8,所以该电路对有载波调幅信号及抑制载波

21、的调幅信号均可实现解调。电路的解调操作过程如下：首先测量电路的静态工作点C应与图7-3电路的静态工作点基本相同，再从Ux端输入载波信号Uc,其fc= 10.7 MHz，Uc p=100mV。先令u0,调节平衡电位器RP,使输出Uo= 0 ,即为平衡状态.再从Uy端输入有载波的调制信号Us，其fc= 10.7 MHz,fn=1KHz，Usp=200mV，调制度m = 100%，这时乘法器的输出Uo(t)经低通滤波器后的输出u0(t)，经隔直电容C8后的输出UQ(t)的波形分别如图7-6(a)所示。调节电位器RP可使输出波形U0(t )的幅度增大，波形失真减小。若Us为抑制载波的调制信号，经MC1

22、496同步检波后的输出波形Un(t )如图7-6(b)所示。Uo(t)Uo(t)0 0UoUo (t)(t)(a)(a)有载波信号解调(b)(b)抑制载波信号的解调U S ( t )，设其表达式为(7-19)Uo(t)MA0 00 0t t14/ 18式中，mf调频系数，mf=Aw/C或mf=Af/f，其中iw为调制信号的频偏。us(t ) = UsmCOswct +mfsin Ct+工 +(w )1_2J= usmsin wct + mfsin fit + (w式中，*(W )移相网络的相频特性。由式(7-9)得，这时乘法器的输出u0(t)为, 1 ,U0(t ) = KEUs(t )Us(

23、t ) = -KEUsmUsmSin 2(Wc+mfsinfJt)+化w)+2+2 心映；皿叫 W W) )式中，第一项为高频分量，可以被低通滤波器滤掉。第二项是所需要的频率分量，只要另一输入端输入经线性移相网络移相后的调频调相波Us(t )，设其表达式为(7-20)(7-21)15/ 18线性移相网络的相频特性叭w)在调频波的频率变化范围内是线性的，当$(Wj t-t-八TgAf f O O e e .asiAJ.asiAJ1 104550455 .3C.Q.3C.Q kHzkHzAi :/I /7 V V_ . . . - . . 1 -.,fW W - - IIIIII f f IIII

24、II 11111 1 II II 1 1 11l1 Ilf 11I, y j Y p T J 1V Vvv UPP(1) = 330iiA330iiAFre(l) =463.3 kHz血u uTi iw.Oni.Oni Sl*0Sl*0 *60005*60005TT11TT11,f=455kHZf=455kHZ峰峰值300MV300MVQ Q M MPPPP(1)(1) = = e40inUe40inUnwgnwg seomUseomUFretl)=1.02lHzFretl)=1.02lHzTimeTime 209.209.0*0.00060*0.0006三有载波的调幅波2 2、调幅RIGOLRIGOLSTOPIIIIII UeiTlSkHzUeiTlSkHzINI2INI2输入载波信号，f=1KHzf=1KH