他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践

1、他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践关键词：自激振荡，无源、无辅助开关准谐振，零电压开关（ZVS），PWM自适应同步，分布电容电流尖刺消除。、小功率AC/DC开关电源的技术现状:反激式、现有离线式小功率AC/DC开关电源从线路结构形式来分类大致有正激式、半桥式等等几种；按驱动结构分类大致有自激式、它激式；按控制结构分类大致有PWM 控制、PFM控制。AC/DC开关电源从核心技术上讲主要是控制方式。PWM控制方式制作的开关电源是当今开关电源方式制作的主流。由于 PWM控制方式控制特性好，控制电路较简单， 控制频率固定，成本低，在小功率开关电源中应用广泛。但随着对开关电源的高

2、功率密度，高可靠性、低成本要求的市场需求，对硬开关PWM 控制电路提出了挑战。由于主开关器件结电容，变压器及线路板的分布电容的不可避免。 硬开关PWM控制电路暴露出了主开关器件随功率增大、频率进一步提高损耗会明显增 大的缺点，表现为主开关器件温升高，影响了开关电源的可靠性，且变换效率无法再进 一步提咼。常规（非正向式）硬开关 PWM控制线路的主开关电压、电流波形（图 1及功耗 分析：由以上V/I波形可以看到，两种电路的波形有一个共同的特点： 在主开关开通（Ton） 时，都有一电流上冲尖刺，并且尖刺电流与主开关电压波形明显重叠。在主开关关断（Toff ）时，主开关电压和电流波形明显重叠。正是由于

3、这种重叠的存在，使主开关的 动态损耗在电流大及频率高时更加严重。如果用一个MOSFET作主开关，这个MOSFET的Coss为300P,变压器及线路板的 分布电容为100P, Cr总共为400P,假设频率f=100KHz。由线路原理可知，MOSFET在开通时的电压（即 Cr上的电压）为Vf=Vin+V clamVclam=N （Vout+Vd+Vtsr）,Vf: MOSFET漏极上的回扫电压，Vin：电源的DC输入电压，N :变压器初次级匝比，Vout：输出DC电压，Vd：输出整流二极管上的压降， Vts r：变压器次级绕组上内阻引起的压降,得到：Vf=Vin+ N (Vout+Vd+Vtsr)

4、假设有一回扫线路Vf= Vin+N (Vout+Vd+Vtsr)=310+10X (12+1+0.2)=442(V),Vcr=Vf=442V,MOSFET开通(Ton)时Cr电容的损耗可用下式计算：Pcr= ( Cr Vcr2 f) /2代入计算：Pc r= (400 X 10-12 X 4422 X 100X 103 )/2=7.81456/2=3.90728(w) 4W由以上计算可知，MOSFET主开关输出电容Coss,及变压器、线路板的分布电容全 部等效为Cr在MOSFET主开关内要消耗4W左右（不包括MOSFET主开关关断时的消 耗，及MOSFET导通电阻所引起的消耗）。由RCC式线路

5、原理可知，自激 RCC式电路也工作在初级电感能量释放完状态， MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）因自激条件需要为恒定 Vf=Vin。仍根据以 上条件可计算出MOSFET开通时Cr电容的损耗为：Pcr= (400X 10-12X 3102X 100X 103 )/2=1.922(w)。回扫式及他激RCC式电路如果工作在初级电感能量释放完的状态，MOSFET在开所以不能保证低的Pcr功耗。有朋友在做充电器时, 可以、但在另一电压段时通时的电压（即Cr上的电压）在不同负载条件下是不同的， Pcr损耗的大小由于负载的 轻重不能确定而无法预知，可能会遇到，在输出电压的某一段时感觉 MOSFET

6、的温升还 MOSFET的温升很高而无从着手。由于Cr电容的Ton的功耗的存在，在PWM电路中尽量减小Cr,但这会造成在Toff 时的电流与电压严重重叠，增加 Toff时的开关损耗。所以在PWM电路中只有兼顾Ton、 Toff时的总损耗而无法降低主开关损耗。另外，开关变压器的漏感也是不可避免，在 PWM电路中需要加吸收回路，漏感的 储能无法再利用，使常规的PWM电路的效率不可能做得很高。零电压准谐振软开关是准对上述 PWM的缺点在80年代中期提出的，是开关电源发 展的方向。在国内已有移相全桥零电压准谐振软开关电路实用化。 在小功率开关电源（反 激式）领域也有加辅助开关实现零电压准谐振软开关的报道

7、。但线路较复杂，对控制线 路的时序要求很高，成本较高。最近，国外也有最新零电压准谐振软开关PWM控制芯片问世。但成本较高。鉴于上述原因，本人设计了冲击线圈式零电压软开关 （ZVS-RCC）开关电源充电器, 输出功率100W，并已实用化。经实验证实， 8%。主开关的发热量很小。效率与同输出功率常规 PWM电路提高约图二：ZVS-RCC式主开关 V/1波形2）：从图二波形可以看到，主开关在电压过 零时开通，彻底消除了 Ton时流入主开关的 电流尖刺，由于主开关零电压时开通，故在 主开关的两端可并接谐振电容，这样在开关 关断Toff时电压电流重叠明显减少。大大 降低了主开关的动态损耗，以下是对冲击线

8、圈式零电压软开关（ZVS-RCC ）开关电源充电器（图三）设计的详本人开发的100W充电器实验证实，提 高的8%效率，极大部分是降低主开关损耗 得来的。（图三）冲击线圈式零电压软开关（ZVS-RCC ）开关电源充电器电路图零电压准谐振开关电源设计:输入电压：Vin （ DC电压） 输入总功率:Pin输出电压：Vout （DC电压） 输出电流：Iout输出总功率:PoutT onToffTfbT stop变压器次级电压：Vtout 输出整流二极管压降：Vd 变压器次级线阻压降：Vts r 变压器的匝比：N 变压器输入总功率：P tin 变压器输出总功率：P tout 变压器效率：n, 变压器初级

9、峰值电流：Ip 变压器次级峰值电流：Isp 变压器初级电感：Lp 谐振电容：Cr 电源变换频率：f 电源变换周期：T 导通时间 关断时间 回扫时间 停顿时间1、输出总功率Pout计算:Pout= V out I out 02、变压器输出总功率P tout计算:Ptout= Pout + lout Vd + lout Vtsr。3、变压器的匝比N计算:N= Vin(max)/ Vtout(min) o在上式中，Vtout的计算:V tout= Vout+ Vd+ Vtsr,4、开关频率f计算:f=T-1,T=T on+T off =Ton+(T fb+Tstop),上式中：Tfb为回扫时间，Tstop为（2倍电源电压通过Lp&Cr谐振使Cr上的 电压下降过零的时间）我称它为停顿时间。T= Ip Lp/Vin + Ip Lp/(N Vtout) + n Lp C5、变压器输入总功率Ptin计算:Ptin= Ip2 Lp f/(2 n ) = Ip2 Lp/(2 T n ),Ptin=Ip/2 n Vin-1+(N Vtout)-1+ n X7_C/I p Lp。6、变压器初级Ip计算:Ip的确切计算较复杂，工程上可近似计算:Ip 2 Ptin Vin-1+(N Vtout)-1 / n通过以上4、5、6、三个算式可计算