分析和混合实施高功率因数三相单向整流器

1、分析和混合实施高功率因数三相单向整流器 摘要：本文介绍的概念和分析适合中等和高等功率应用的单向混合三相整流器。该整流管由一在具有并行单开关二极管电桥升压型的整流管脉冲宽度调制（PWM）的三相单向升压整流器组成。其目的是获得能够提供一个结构正弦输入电流和低谐波失真和直流输出电压调节。二极管整流器工作在低频率，并且具有较高的输出功率。因此，该PWM单向整流管被设计为具有小操作额定功率和在高的开关频率。总谐波所提出的结构的变形为0变化32，仅在功率由处理的量根据PWM三相整流管单向的。整流拓扑概念，工作原理，控制方案和仿真，并有20千瓦的实验室样机的实验结果也在本文提出。I介绍 传统上讲，三相交流到

2、直流高功率转换通过二极管或相控整流器进行。由于这些结构中的零的换向当前的道口，它们也被称为“线换向”整流器。这些整流器是稳健和现在的成本低，但平局非正弦电流或从源无功功率，这恶化的电能质量。为了补偿的谐波由标准二极管整流器产生的失真，被动线性滤波器或功率因数校正的结构，可以采用1 - 3。 在多脉冲三相整流器实现谐波取消通过特殊的三相方式引入的相移变压器4，5。此外，二极管整流器的简单性和RELI-能力被保留。然而，它们重，体积大，且价格昂贵。 三相脉宽调制（PWM）整流器广泛应用在低收入和中等功率驱动应用在那里建立了国际标准的要求应该满足6 - 8。这些结构是最有希望的从电能质量的观点1，因

3、为他们可以整流器目前来看，低谐波失真和功率因数。大功率整流器最近的趋势已经推出了类新的三相整流器，混合整流器2，13 - 15。术语“混合式整流器”表示串联和/或一个线换向整流器和自身整流的并联 转换器2。该行换相整流管工作在低频率，并且具有较高的输出功率。该有源整流器被设计为具有小的额定功率操作和在高的开关频率。在文献中公开的数字显示，整流管研究集中在自换和混合动力整流器。这一巨大挑战是获得一种整流器，其是作为健壮，重量轻，操作简单，价格低廉的被动整流器并提出了有效的减少输入电流谐波的PMW整流器的内容。这一研究领域为未来的应用具有很大的潜力。II混合整流器 三相二极管桥式整流器的并联连接和

4、一个单向三相PWM整流管是基础所提出的混合转换器，它是在图中所描绘图。 1。混合转换器的总输出功率被处理主要是由在低频不受控制整流管操作而PWM控制的整流管，在高频率下操作，只处理约45的功率。通过这样做，在整体该系统的效率会提高。A单开关三相升压整流器 单开关三相升压整流管，在呈现图。 2，是依据所提出的混合转换器。它提出一个相对高的功率因数，并且其特征在于，在一般情况下，由一个非常高的利用率的功率分量2的，10 - 13。然而，尽管它的简单性和鲁棒性，所述这种拓扑结构的电流波形不符合IEEE519和IEC61000-3-4标准。单开关升压整流管施加矩形形状，以输入电流波形。电流控制环只能控

5、制这些电流的幅度，同时保持输出电压恒定根据负载变化。阿尔维斯BARBI：的混合高功率因数三相整流单向分析与实现图1. 混合型三相高功率因数整流器。传统的单开关三相升压整流管和三相升压整流管单向并联连接。图2. （a）单开关三相升压整流电源的阶段。（b）波形的输入电压和电流。 （c）该输入电流的谐波含量。图3. 单向PWM三相整流 组成的混合式整流器，一个小的修改应进行到图呈现的电路,图二此修改由分裂升压二极管和升压电感器，以避免不适当的电流路径在系统中。这些分裂电感器的设计不要求任何特殊的流程。在实验室样机，相同的步骤，采用设计功率电感器，电力变压器工作在60赫兹。BPWM单向整流器 从理论上

6、讲，任何PWM三相整流可以撰写混合整流器。该系统的要求是该整流管是单向的;因此，整流器在图4中给出。 3被选择。这种拓扑结构的优点是，它提供了一个有源开关的数量减少的2，4。图4. 该混合式整流器的预期电流波形。 （a）当前波形由单开关升压整流器施加。 （b）当前波形应该由有源整流器来产生。 （c）期望中的正弦波形。图5. 简化的混合式整流器功率级图 所提出的混合式整流器的主要目的是获得完美的正弦输入电流和负载均衡特性通过采用图呈现的结构。图2和3。的方式，其中，个人转换器的电流被组合以产生所得谐波自由输入当前，提出了图。 4。III数学分析 执行从输入电流的数学分析观点考虑，输出电压被认为是

7、恒定的。因此，该简化电路示于图。 5采用。该输入电压和输入电流被认为是完美的正弦并表示为v1 (t)= Vp sin(t)v2 (t)= V sin(t120)v3 (t)= Vp sin(t+120)andi1 (t)= Ip sin(t)i2 (t)= Ip sin(t120)i3 (t)= Ip sin(t+120).(1) 为了简化分析，该系统被认为是无损失。以这种方式，在输入有源功率Pin可表示为 其中，VP为输入电压的峰值，叶是的高峰期输入电流，Po是输出功率，Vo是直流的输出电压，并且Io是直流输出电流。图6. 六脉冲二极管桥式整流管的相关电流波形级联升压转换器。把（2）代入（1

8、）式的结果 该混合式整流器的输入电流由得到添加无源整流器IP1（t），IP2（t）的输入电流，和IP3（吨）和有源整流器IA1（t）的输入电流，IA2（t）和IA3（吨）。此加法的结果把（3）代入（4）式的结果同样地，在输出时，负载电流是由该的电流IOP和IOA之和由下式给出通过分析阶段1的无源整流器电流，这描绘在图6，下面的表达式（7），得到： 其中IL（t）是在单开关升压整流器电感电流和流行是由被动整流管处理的有功功率。由每个整流管处理的功率相关峰值其输入电流的值。根据杂交体的概念整流管，该二极管桥式整流器处理的事实输出功率的最大部分是更有趣。很明显，获得正弦输入电流，最佳的功率分配存在，

9、并且应该被发现。图7. 所提出的混合式整流器的控制方案。（7）代入（5）和分析图6的结果, 由于PWM整流器的单向特性，瞬时输入功率应提供唯一积极的值。判断表达式（8），满足该条件的溶液表示为因此，有源整流器的功率运行极限给出如下式， 其中Poa是由PWM整流器处理的有功功率。表达式（9）和（10）限定的有源功率共享两个转换器。如果这些关系都不满意，输入电流将被扭曲。IV控制策略 该混合式整流器的控制环路方案示于图. 7.四个电流控制环和一个电压控制回路被使用。直流输出电压调节由电压提供控制回路。在电压调节器的输出所获得的信号用于调整的情况下的负载电流“的引用或输入电压的变化。单开关升压整流，

10、电感电流采样和比较，恒定的基准。产生的误差通过这种比较被施加到升压电流补偿器，并且在PWM调制器产生的栅极信号升压开关。 电流IA1（t），IA2（t）和IA3（t）的间接控制感测输入电流，并将它们与各自的比较正弦引用。这些参考信号必须与电源电压同步。一个好的实际的解决方案获得这些信号是通过同步变压器连接到电源，以获得各相的电压的形状。由采样之间的比较产生的误差信号和参考信号被施加到它们各自的补偿器，并且在PWM调制器生成的栅极信号的有源整流器。（9）预先建立的负载分担的由增益保证k1和k2，必须进行选择以满足下式： 为获得完美的正弦电流，重要的是（11）的收益率调整为接近0.552的可能，但

11、从来没有比这更大的价值。如果该比值大于0.552，则施加线电流会被扭曲。经处理的权力在PWM整流器增加为的值减小。在极限= 0时，PWM整流器处理总负载功率。 所提出的控制方案可以通过商业实现模拟集成电路，诸如UC3854或通过数字信号处理器。所呈现的结果是通过使用传统的控制得到方法，以及原型实施用人四大商业UC3854B集成电路。控制回路设计按照设计数据表程序。V 模拟结果 在模拟中使用的规格中呈现表I.首先，选择的运转模式为= 0.55和正弦输入电流被获得。在第二仿真中，被选择为0.68至例证的操作模式，其中由表达式（11）所建立的条件未被满足。 线电压和线电流为= 0.55呈现图。 8.

12、功率因数校正，因为实现线电流是正弦与低总谐波失真（THD），并没有呈现出排量因素。 电源电流和的相位1的输入电流无源和有源整流器被描绘在图9.电源当前呈现出正弦波形，符合预期。需要注意的是功率由被动和主动整流器处理（比例到无源整流器的和活性的振幅整流器的输入电流）为55，总输出的45的功率，差异。图8. 模拟输入电压和输入电流（放大4倍）图9. 模拟结果。 （a）当前在无源整流器的输入端。（b）当前的有源整流器的输入端。 （c）从所述吸入的总电流源。 输入电流的THD大约为3.22。到验证系统中，负载变化的动态响应被执行，并且结果在图呈现。 10之间0和50毫秒，转换器工作在一半的额定功率。这

13、个间隔之后，转换器工作在满负荷为50毫秒。在100毫秒，转换器工作在低负荷了。该模拟中观察到的输出电压瞬态呈现在图11。正如前面所证明，大于0.55的数值引起的输入电流失真。图。 12，在失真线电流的相位1，= 0.68时发生，可以被观察到。对于图呈现的情况。图12中，无源整流器流程大约75的额定功率，而有源整流器的处理的输出功率的剩余的25（被选择是0.68）。线电流不符合谐波含量限用标准IEC61000-3-4规定。图.10.负载阶跃响应模拟生成图.11.输出电压的瞬态响应于负载变化。图.12.仿真结果为k1和k2等于0.68的比率VI 实验结果一个20千瓦的实验室原型提出的结构，呈现图.

14、13，使用中所介绍的组件建表。图.13.图片的原型表二. 实验室原型规格 控制电路板采用四大商业实现模拟集成电路中，UC3584B，被设想该用于功率因数校正的应用程序。实验结果由所产生的电流单开关升压整流器（CH4），由所产生的电流在PWM单向整流器（CH 3），并且线电流（CH 2）示于图。 14.这些结果是为获得=0.55。正如预期的那样，主电流呈现正弦塑造。 该系统的瞬态响应中可以观察到的图.15和16，其中电流波形和输出电压波形被示出，分别。电源质量分析示于表III中。该功率因数为0.989，在20.7千瓦和THDI为7.9。 在图中所描绘的谐波分析。 17比较每个电流谐波标准IEC振

15、幅61000注意，第17和第23次谐波分量目前不符合标准。这可以归因到该线路的电压被用作基准的事实电流控制回路。本在线路失真电压产生的电流等效失真。这个问题可以通过使用与在控制环一些增益调整外部正弦引用来解决。这些修改是建议今后的工作。 对于K1的比例获得延期值的THD和k2示于图18如前面所提到的，如果比大于0.552时，总谐波失真会增加。在另一另一方面，在功率处理由PWM整流器随的值减小。 探讨半导体减轻压力，20千瓦三相单向整流器和一个20千瓦的混合式整流器具有相同的设计参数来实现。该测定各功率半导体的电流应力和相比，在表IV中的混合式整流器的。图.14.实验波形 （一）单开关升压整流电

16、流。（二）线电流。 （三）PWM整流器单向电流图.15.实验波形，负载阶跃（一）线的电流。 （二）单开关提高整流电流。 （三）PWM整流器单向电流。图.16.实验波形，以输出电压的瞬态响应。表三.能量质量分析图.17.谐波分析。图.18. THD与k1和k2的比例表四.当前压力分析 可以观察到，对增加的元件数提出的混合整流不会极大地影响量，由于每个半导体处理少约50的电流。因此，半导体用更好的特性，例如二极管的最小恢复时间或绝缘栅双极晶体管（IGBT）与小的存储时间，都可以使用，这将导致减少损失和散热片的体积。VII 结论 一种新型三相混合式整流器高功率应用提出本文。该结构由无源整流器并联有源

17、整流器。事实每个整流器负责处理约输出功率的50，提高了功率的鲁棒性转换器和保证了高效率。所采用的控制策略调节输出电压并控制输入电流以实现高功率因数。由于使用的增加，元件数量2整流器的拓扑不极大地影响了体积，由于部件设计为输出的半电源。从20千瓦原型显示获得的实验结果该混合式整流器呈现高功率因数和直流电压调节。此外，混合式整流器呈现50以下电流应力比传统三相整流操作在相同的额定功率。这种混合系统的优点是其处理能力高功率电平由于在并联连接整流器。在效率的增加是另一个预期优势。该系统的缺点出现在该控制方案中，由于额外的电流传感器和一个额外的电流控制环中的单开关升压整流器是必需的。一些模拟结果show

18、that的混合式整流器还可以带有两相电力系统操作;然而，功率因数被降低。新的研究正处于发展重点等控制和调制策略，例如，输出的调制单开关整流器的电流6倍的电源频率16，旨在改善之间的功率分配单开关整流器和单向的PWM整流器。资料索引1 A. Siebert, A. Troedson, and S. Ebner, “AC to DC power conversion nowand in the future,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 38, no. 4, pp. 934940,Jul./Aug. 2002.2 J. W. Kolar and H. Ertl, “

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