采用LM317三端稳压芯片的直流稳定电源的设计附件

1、武汉理工大学模拟电子电路课程设计说明书直流稳定电源摘 要：随着现代科技的不断发展，各种各样的电气、电子设备已经广泛的应用于日常工作、科研、学习等各个方面。电源作为电气、电子设备必不可少的能源供应部件，需求日益增加，而且对电源的功能、稳定性等各项指标也提出了更高的要求。对电源的研究和开发已经成为新技术、新设备开发的重要环节，在推动科技发展中起着重要作用。本设计分别用LM317三端稳压芯片稳压电路，LM317三端稳压芯片稳流电路和反馈式逆变电路设计直流稳压电源，直流稳流电源和DC-DC变换器。通过相关知识计算出各电路中各个器件的参数，使电路性能达到设计要求中的电压调整率，电流调整率，负载调整率，纹

2、波电压等各项指标。关键词：电源；LM317三端稳压芯片稳压电路；LM317三端稳压芯片稳流电路；反馈式逆变电路目 录：1原理电路的设计31.1直流稳压电源电路设计31.2 直流稳流电源电路设计51.3 DC-DC转换电路设计71.4电路图与主要工作原理101.5主要参数的选择与计算112安装、调试、仿真过程132.1电路实物的安装与调试132.2DC-DC转换器的仿真与参数分132.3针对问题的调试133数据整理及最终分析153.1稳压模块的数据结果153.2稳压模块的数据结果163.3 DC-DC变换器的数据结果163.4 数据分析164心得体会175元器件清单186主要参考文献191原理电

3、路的设计1.1 直流稳压电源电路设计1.1.1可行的直流稳压电源电路设计方案经过多方查找资料，我认为直流稳压电源电路的设计可以采用两种大思路：采用分立元件设计或采用集成稳压芯片设计。分立元件的设计方案我查找到以下几种：1.1.1.1由运算放大器和晶体管构成的稳压电路：图表 1 运算放大器和晶体管构成的稳压电路如图a、b是由运算放大器和晶体管构成的稳压电路。如图(a)是采用运算放大器的高稳定性基准电压电路，A1输出采用VDZ1进行电平移动，目的是使其工作稳定。VDZ2是温度补偿型稳压二极管，温度特性非常好。由于该二极管的电流恒定，因此电压变动非常小。VT1的发射极电压约为16V,因此,VDZ2的

4、电流也恒定,输出电压非常稳定。如图(b)(d)是误差放大器采用TA7502的稳压电路。其中，如图(b)是输出电压高于稳压二极管稳定电压的电路，如图(c)是输出电压低于稳压二极管稳定电压的电路。   为了增大输出电流，采用VT1作为射随电路，输出电流为10mA左右时;只用TA7502已足够。VT2为限流晶体管，R1为电流检测电阻，当电路输出电流超过设定值时，R1上电压降增大使VT2导通，从而限制输出电流。如图(d)是负输出电压电路，其工作原理与如图(b)电路基本相同。1.1.1.2分立元件制作的带限流保护可调稳压电源:图表 2 分立元件制作的带限流保护可调稳压电源P1 是用来

5、设置限制最大输出电流，调整它可以在相应的输出电压时，给出50mA-2A的电流限制。 P2 用做输出电压调节。这里必须注意的是要求用对数型的电位器。这样输出电压的可调性和线性会更好些。 电源变压器的输出电压和容量应根据你所需要的输出电压和电流来选区。最佳的方案是：变压器次级电压为36、40、48V或带中间抽头的50、75、80V。容量为100VA。 电容C1可以从2200-6800uF/35-50V之间选择。BC182 为50V/100mA/NPN三极管；BD139为80V/1.5A/NPN三极管；BC212为50V/100mA/PNP三极管；2N3055为60V/15A/NPN三极管。 Q4必

6、需使用散热器，另外它可以由TIP3055替代。 1.1.1.3 LM317集成稳压芯片构成的可调式稳压电源图表 3 LM317集成稳压芯片构成的可调式稳压电源这里介绍的可调稳压电源可以实现从1.25V30V连续可调，输出电流可到4A左右。采用最常见的可调稳压集成电路LM317组成电路的核心，关于LM317的详细指标参数可参阅用LM317制作简易电源电路。下面简单介绍一下该电路的特点。本电路中，由T2、D5、VW1、R5、R6、C10及继电器K构成自适应切换动作电路。当输出电路低于14V时，VW1因击穿电压不够而截止，无电流通过，T2截止，K不吸合，其触点K在常态位置，电路输入电流14V交流电。

7、反之当输出电压高于14V时，VW1击穿导通，T2亦导通，继电器K吸合，28V交流电接入电路。这样可以保证输入电压与输出电压差不会大于15V，此时，LM317输出电流典型值为2.2A。图中采用了两块LM317供电，整个电路输出电流可在4A以上。由于两块LM317参数不可能一样，电路中在LM317输出端串接了小阻值电阻R3、R4，用以均分电流。输出电压调整由RP1、RP2完成。附加晶体管T1的目的在于避免电位器RP1滑动端接触不良，使W317调整公共端对地开路，造成输出电压突然变化，损坏电源及负载。双色发光二极管作为保险丝熔断指示器（红光）兼电源只是器（橙色光）。当电源正常时，两只发光二极管均加有

8、正向电压，红、绿发光二极管均发光，形成橙色光。当保险丝FU2断开时，仅红色发光管加有正向电压，故此时只发红光。为保证稳压准确，设计电路板时主电流回路应足够宽，并焊上1mm以上的铜导线或涂锡，以减少纹波电压。C6、C8尽量靠近LM317的输入、输出端，并优先采用无感电容。C5如无合适容量，可用几只电容并联。R3、R4可用锰丝自制。调试时，调整RP1、RP2应使继电器在电源输出14V左右时吸合，否则可调换稳压二极管再试。1.1.2最终决定的直流稳压电源电路设计方案最终，我决定采用第三种LM317三端集成稳压芯片设计直流稳压源，主要因为它的使用非常简单，仅需两个外接电阻来设置输出电压。此外它的线性调

9、整率和负载调整率也比标准的固定稳压器好。LM117/LM317 内置有过载保护、安全区保护等多种保护电路。通常 LM117/LM317 不需要外接电容，除非输入滤波电容到 LM117/LM317 输入端的连线超过 6 英寸（约 15 厘米）。使用输出电容能改变瞬态响应。调整端使用滤波电容能得到比标准三端稳压器高的多的纹波抑制比。1.2 直流稳流电源电路设计1.2.1可行的直流稳流电源电路设计方案1.2.1.1高精度恒压恒流直流稳压电源电路该电路可以实现稳流输出，但毫无疑问的是过于复杂，精度极高，超出题目要求及制作条件，故不予考虑。1.2.1.2开关电源式高压恒流源电路图研制仪器需要一个能在0到

10、3兆欧姆电阻上产生1MA电流的恒流源,用UC3845结合12V蓄电池设计了一个,变压器采用彩色电视机高压包,其中L1用漆包线在原高压包磁心上绕24匝,L3借助原来高压包的一个线圈,L2借助高压包的高压部分.L3和LM393构成限压电路,限制输出电压过高,调节R10可以调节开路输出电压1.2.1.3三端固定输出集成稳压器组成的输出电流可调的恒流源电路此种电路结构简单，稳流效果比较好，但由于7805的2、3端之间电压比较大，导致R1、R2上分得电压和消耗功率较多，影响电路效率。1.2.1.4改进方案同样是采用的LM317集成三端稳压器，用12V供电，依靠317的2、3两端带隙电压恒定的特点，用R3

11、与RS2的阻值控制输出电流的大小，达到输出稳定可调电流的目的。图表 4 LM317组成稳流电源电路1.2.2最终决定的直流稳流电源电路设计方案最终我决定采用第四种设计方案，原因基本与稳压源的选择想通。而且用LM317制作这一电路简单易行，在性能上又能达到设计要求指标，是最合理和最理想的方案之一。1.3 DC-DC转换电路设计1.3.1可行的DC-DC转换电路设计方案1.3.1.1PWM DC/DC变换器图表 5 UC3843组成的PWM DC/DC变换器1MHz 电流型 PWM DC/DC变换器的原理框图。电流型控制电路以 UC3843 为核心，开关频率为1MHz；变换器采用推挽式3主电路 ；

12、同步整流采用功率 MOSFET 可控整流电路；辅助电流由电阻和12V稳压管组成(也可采用自举电路)，为 UC3843 提供+12V 电源；电流采样是取变压器初级串联电阻上的电压(见图2中电阻R)。 UC3843 的限流和占空比控制 变压器初级电流流过取样电阻R后，在R两端产生正比于初级电流的电压，该电压经 RC 滤波加到 UC3843 的9脚，从而实现逐周限流。正常工作状态下，UC3825的9脚输入电压必须低于1V 门限电压。9脚输入电压超过1V时，脉宽将随之变窄。当9脚输入电压超过1.4V时，输出电流中断，并且 UC3843 开始软启动程序。 利用斜坡 RAMP 脚(7脚)输入信号， UC3

13、843 可以实现电流型控制或常规的占空比控制。当该脚接定时电容器时，UC3843 可以实现占空比控制。当 RAMP 脚接电流取样电阻时，UC3843 可以实现电流型控制。在这种应用电路中，初级电流波形经过很小的RC滤波网络后，产生斜坡波形。RC网络的作用是斜率补偿。该输入信号的动态范围为1.3V，通常用来产生 PWM 斜率补偿。 同步整流电路 过去低电压输出的 DC/DC 开关变换器采用肖特基二级管作为同步整流管，其正向压降约为0.4 0.65V，低电压、大电流时通态功耗很大。因功率MOSFET管的正向压降很小，所以用功率MOSFET管作为输出的整流管。与肖特基二极管相比，用功率 MOSFET

14、 管的优点除了正向压降很小外，还有阻断电压高，反向电流小等优点。图2所示为输出全波同步整流电路。功率MOSFET管VT1、VT2为两个整流管(VD1、VD2分别为VT1、VT2内部反并联二极管)。当变压器次级绕组同名端为正时，VT2、VD2同时导通，VT1、VD1阻断 ，在L1续流期间，VT1、VT2截止，VD1、VD2同时导通续流；反之，当变压器次级绕组同名端为负时，VT1、VD1同时导通，VT2、VD2阻断，在 L1续流期间，VT1、VT2截止，VD1、VD2同时导通续流。 采取此功率 MOSFET 管整流电路，可以大大提高整流效率。输出+5V/20A，采取导通电阻10m的功率 MOSFE

15、T 管，则导通损耗为：PON=10m×(20A)2=4×103mW=4w如果采取肖特基二极管整流电路，肖特基二极管的导通压降取0.6V，则导通损耗为： PON=0.6V×20A=12w 可见仅整流管损耗就减小8W，效率约能提高6%。 变压器的制造 初级绕组 N2与次级绕组 N4之间具有较紧密的耦合；而初级绕组 N1到初级绕组 N2之间的耦合不很严格。 高频设计 需要特别注意外部导体和元件的布置，减小不必要的电感和电容影响。所有的导线长度必须尽可能地短。印制电路板应仔细地布置元件及其连接。功率 MOSFET 管栅极的电阻应选碳成分的电阻，以降低串联电感1.3.1.2

16、 NE555芯片的升压电路图表 6 NE555芯片的升压电路E555、RW2、R7、R8、C6组成多谐振荡电路，由NE555的引脚3输出振荡波形；R9、C8组成加速电路，Q5为推动管；Q6 组成电流开关电路，L1是储能元件，R14、C9是阻尼元件；D9、C10、C11组成输出整流滤波电路；D11、R15为输出电压指示电路。 上电时，VCC通过RW2、R7、R8给C6充电，NE555输出高电平，当C6的电压>2/3VCC 时，NE555输出翻转，开始输出低电平，引脚 7对地短路，此时C6通过R8对地放电，当C6上电压<1/3VCC 时，NE555输出翻转，再次输出高电平，引脚7对地呈

17、现断路，VCC再次向 C6充电，如此周而复始，在NE555的输出端输出周期矩形波。 当NE555输出低电平时，Q5截至，Q6导通，电源VCC经L1、Q6形成回路，电能转换为磁能；当NE555输出高电平时，Q5导通，Q6截至，由于电感，里面电流不能突变，此时L1上储存的磁能转换为电能，在L1两端产生一自感应电压，此自感电压与电源电压串联起来一起经D9向C10充电，同时向负载提供电流。此电路输出的电压大于电源电压，为一升压式开关电源。通过调节RW2，可以改变NE555的振荡周期，同时也改变了输出波形的占空比，从而改变L1的储能大小，最终改变了输出电压值。1.3.1.3 集成运算放大器的升压电路不过

18、此电路只能由5V升至30V，达不到设计要求。1.3.1.4 DC-AC-DC转换升压电路如图表12所示，这一电路依靠Q1、Q2、Q3组成的自激震荡电路，将直流电源输入的电能转化为交流电压，经变压器升压后再恢复为直流。此种电路结构简单，设计合理，且升压范围比较大，能够达到设计要求。缺点在于输出的电压不稳定，有较大波动，而且交流纹波电压比较大。1.3.2最终决定的DC-DC转换电路设计方案鉴于制作难度、电路性能、工作效率、元器件取得的难易程度等多方面考虑，我最后选择了第四种设计方案，至于是否能制作成功，还要看电路的仿真结果。图表 7 DC-AC-DC转换升压电路1.4电路图与主要工作原理经过仔细研

19、究，我决定采用如下电路制作稳定电源实物。（如图表 13）1.4.1稳压模块工作原理本电路的稳压电源模块采用了LM317集成稳压电源构成的可调式稳压电路，将22V-15V变压器变出的15V交流电压，经过全波桥式整流后得到直流脉动电压，在经过滤波电容的调整成为一近似恒压的直流电压，最终经过LM317稳压后得到稳定的1.25V带隙电压。再依靠R1电阻固定电流，经R2与RS1调整输出端的电压。达到输出稳定可调电压的要求。1.4.2稳流模块工作原理本电路的稳流电源模块采用了LM317集成稳压电源构成的可调式稳流电路，将上一级产生的12V稳定电压转换为输出端的4-20mA的稳定电流。由稳压源供电，仍然是依

20、靠LM317的带隙电压，通过R3与RS2电阻的调节控制输出端电流，实现稳定输出可调电流的题目要求。图表 8 完整电路图1.4.3DC-DC转换器模块工作原理同样是依靠第一级的稳定电压输出供电，依靠Q1、Q2、Q3和R7、R8、C5构成的自激振荡电路，由上一级的直流供电产生一个交流电信号，在经过变压器升压，再度转换为直流信号输出，同时达到升压的目的。1.5主要参数的选择与计算（公式1.5.1）（公式1.5.2）（公式1.5.3）（公式1.5.4）选二极管 （公式1.5.5）电流平均值： （公式1.5.6）承受最高反压： （公式1.5.7）选二极管应满足：IF ³ (2 3) ID （公

21、式1.5.8）可选：2CZ55C(IF = 1 A，URM = 100 V)或 1 A、100 V 整流桥，此电路中选择2A、100V整流桥，满足要求。2. 选滤波电容（公式1.5.9）（公式1.5.10）可选： 1 000 mF，耐压 50 V 的电解电容根据输出直流电压UO = 15（V）的要求，由式(7-8)稳定电压（公式1.5.11）由输出电压VO = 15（v）及最小负载电阻RL = 3K的要求,负载电流最大值（公式1.5.12） 由式(7-8)计算 mA查半导体器件手册，选择稳压管2CW20，其稳定电压UZ = (13.517) (V)，稳定电流mA， mA。2安装、调试、仿真过程

22、本设计方案采用实物与仿真共同采用的方式：稳压、稳流模块制作简单，易于调试，且元器件容易购买，故此二模块制作实物电路板；DC-DC转换器部分由于制作难度较大，输出电压较高，有一定的危险性，而且元器件不宜购买和制作，考虑到时间有限，故这一模块应用MULTISIM进行仿真。2.1电路实物的安装与调试焊接过程省略。完成电路板后，将电源与变压器接至电路的输入端口，闭合开关s1，用万用表在电压输出端测量，得到输出电压为11.73V,调节电位器RS1，输出电压可以实现9-12V的稳定输出变化，证明原理正确，电路图绘制正确，且电路板此模块制作无误。闭合开关s2，用万用表测量电流输出端，得到电流12.3mA。调

23、节电位器RS2，电流输出端可以实现4-20 mA的稳定输出变化，证明恒流部分原理正确，电路图绘制正确，且电路板此模块制作无误。2.2DC-DC转换器的仿真与参数分析在仿真软件MULTISIM里按设计原理图绘制好电路图，并设置好参数（由于没有合适的变压器，故采用TS_PQ4_10代替），安装万用表。打开仿真开关后，观察到如下图表 14所示结果。升压之后的值达到了400V左右，远远超过题目要求的100V的直流电压，从这个角度看似乎是超额完成了任务，但仔细分析之后发现，电压升至400V左右后并不能稳定的停留在某一定值上，而是不停地小幅变动。并且由于电容的选择导致时间常数过大，需要较长时间才能达到较稳

24、定的值，证明这一设计不够稳定，容易收到干扰，并没有达到题目的要求。应想办法改变这一模块的设计。2.3针对问题的调试针对2DC-DC转换器模块存在的问题，我对电路作了如下调整：在输出端的两边串联两个电阻，阻值分别为1M欧和3M欧，再将一10nF的瓷片电容与1M欧电阻并联，并以瓷片电容的两端作为电压的最终输出端。再次仿真测试后得到如下图表15所示结果。图表 9 转换器的仿真结果1图表 10 转换器的仿真结果23数据整理及最终分析为了便于图片和数据的整理，我特将稳压与稳流模块也进行了仿真，仿真结果如下图：图表 2 稳压模块的仿真结果3.1稳压模块的数据结果如图所示，稳压电源 在输入电压220V、50

25、Hz、电压变化范围15%20%条件下：a输出电压可调范围为+9.019V+13.663Vb最大输出电流为1.537Ac电压调整率为0.172%（输入电压220V变化范围15%20%下，空载到满载）d负载调整率0.79%（最低输入电压下，满载）e纹波电压（峰-峰值）2.37mV（最低输入电压下，满载）f效率43.36%（输出电压9V、输入电压220V下，满载）图表 3 稳流模块的仿真结果3.2稳流模块的数据结果如图所示，稳流电源 在输入电压固定为12V的条件下：a输出电流：3.11220.26mA可调b负载调整率为8.32%（输入电压12V、负载电阻由200300变化时，输出电流为20mA时的相对变化率）3.3 DC-DC变换器的数据结果：DC-DC变换器 在输入电压为+9V+12V条件下：a输出电压为+101.104V，输出电流为44.796uAb电压调整率3.7%（输入电压变化范围+9V+12V）c负载调整率6.1%（输入电压+12V下，空载到满载）d纹波电压（峰-峰值）0mV （输入电压+9V下，满载）3.4 数据分析：由以上数据可见，稳压模块、稳流模块以基本完成题目要求，达到了各项要求指标，说明设计合理，制作正确。而DC-DC变换器变换器模块的各项数值没有明显达到题目要求，我分析原因有以下几点：1） 电路图本身的问题：电路图本身的稳定性不够好，没有稳定电压的电路模块