电力电子作业及答案

1、精品文档1、设计图3.2(a)所示的Buck DC/DC变换器。电源电压Vs=147220V,额定负载电流11A 最小负载电流1.1A,开关频率20KHz要求输出电压Vo=110V纹波小于1%要求最小负 载时电感电流不断流。计算输出滤波电感 L和电容C,并选取开关管T和二极管Do解：滤波电感L:Vo三110v ,电流连续时 M=D=0-。Vs当 vs=147v 时，D=110/147=0.75;当 vs =220v 时，D=110/220=0.5。所以在工作范围内占空比D在0.50.75之间变化。要电流连续必须最小负载电流Iomin *OB =旦(1 -D),应按最小的占空比D = 0.5确定

2、实际运行中的临界负载电流 2LfsIob =B(ld),即要求：2LfsL = 1.5mH 0L_-(1.D):110(1 H "H 2fsI°min2 20 103 1.1为确保最小负载电流、最小占空比时，电感电流连续，可选取 开关关T和二极管D的选择：由(3-9)式。电感电流脉动的最大峰一峰值 &L为:轨=ILmax -ILmin =?)=1：0F 0；103 A.CA sI .1 .所以:ILmax =IOmax 二 iL = (11 1.8 / 2) A = 11 .9A2,1.AAILmin =IOmax 一，i L = - 1 .8 / 2) A = 1

3、0.1 A2开关关T和二极管D通过的最大峰值电流都是I Lmax = 11.9 A ,开关管T承受的最大正向电压为Vs =220v ,二极管D承受的最大反向电压也是 Vs = 220v。若取电流过载安全系数 为1.5倍，取过电压安全系数的2倍，则可选20A/500V的P-MOSFET开关管和快恢复二 极管。17茨迎下载精品文档滤波电感C :2由 也=上匕=j(土)2(1_D)式，可确定输出电压文波小于1 %时，所需的L、Vo8LCfs22 fs2c值：-v0-=y(fc)2(1-D)<0.01, D 越小，AVo /Vo 越大，故有：fc12二，LC，:fs ,2 OO二 1 -D132

4、 O.O1一 20 103HZ=1.27kHZ二1 - 0.511为此要求：C J 2 =11326 F =10.5呼4 二2L%41.5 101.272 106c取c =12RF, L =1.5mH ,故有：fc：1.17HZ2二.LC二2 117 o一()2(1-0.5) 40.84% <1% ,潴足要求。2 202、图3.5(a)所示Boost变换器，输入电源电压 Vs=1030V,输出电压被控为恒值 V,开 关频率fs=40kHz,最大输出功率100W 电流Iomax=2.08A,最小输出功率10W 电流 Iomin=0.208A ,要求变换器工作时电感电流连续，求最小升压电感L

5、值及输出电压纹波小于1%寸的滤波电容Co图 3.5(a解：滤波电感L:电感电流连续时由M =V0/Vs =1/(1 - D)式，V0 =-VJ ,得到1 - DD =1Vs/V0。又V0 三48V。当 Vs =10V时，D =0.792;当 Vs =30V时，D = 0.375。电源电压 Vs 变 化时，占空比D变化范围是0.375 0.792。临界负载电流 IOB ,可由 IOB= V。乂幺"D(1_D) = Vo D(1-D)22Lfs V02Lfs18茨迎下载精品文档27D =1/3定0.334时，|有最大值|则=V0/Lfs。D值越接近0.334 , IOB越大。令最小负载电

6、流加大于临界负载电流L可由上式，即装D(1-D) 0.5 10，40 103,则:2,V02 48 0.375 (1 -0.375)2 ,L 0D(1 -D) = H =0.42mH2fs Io min2 40 10确保了电感电流连续，MVs 1-D滤波电感C : 0.208取 L=0.5mH验算：L=0.5mH,D=0.375时，临界负载电流为：2A =0.176A ：二 Iomin=0.208AV0 DI 0、由式=DV0CfsV0'=D ,输出电压纹波: fs RCfsV0D = Df2 < 0.01V0fs RC fsD越大，则AVo /Vo越大，故:fc='E

7、O.0"fs = 340m103 HZ = 0 505KHz RC D0.792负载电阻R越小，则AVo/V。越大，最小电阻Rmin/Iomax =48/2.08建=23Q1取C =100F1 323 0.505 10F =86 叶验算：C =100叶时，fc23 100 10”HZ =435 HZNoVo= 0.79243540 103= 0.861% <1% ,满足要求。48 0.375 (1 -0.375)23、设计图3.12(b)所示的单端反激DC/D喙换器。输入直流电压 Vs=12Vt 10%开关频率 fs=100KHz,额定负载电流1A,最小负载电流0.1A,要求输

8、出电压Vo恒定为48V,电压纹波小于1%假定开关管T及二极管D通态电压降均为1V。计算变压器变比N2/N1,计算必须的电感L1,确定C值并选择开关管T及二极管D19茨迎下载精品文档解：开关管T及二极管Di导通时压降为IV, Vs-12V ±10%,则变压器Ni绕组电压Vi的 变化范围为(12M0.91)(12x1.1-1) V = 9 . 8 1 2 . 2 V。V。=48v,则二极管导通时变压器 电绕组电压V2 =(48+1V =49V。取占空比D=0 . 5,选取变压器变化比N2/N1用V1代替V0=旦旦 Vs中的Vs,用V2代替。二色旦 Vs中的V。，得到：N1 1 - DN1

9、 1 -DN2 V2 1 -D 49 1 -0.5=x= x= 4.45N1VlD 110.5取 N 2 / N<| = 4.5。N1 V0K 在D = N2 Vs =1式中 用V2代替V0,用V1代替Vs得到：-M V°一 N 2 VsI 1-1D = 1,N2Vs1,N2V1-Dmin 一1 4.5=0.471612.249N2 Vs N1 V0最大D值Dmax为:Dmax1 4.5 * * 9f= 0.526临界负载电流为:N1、212,I OB = () (1 - D ) V0N 22 L| fs令最小负载电流为:I Omin - I OBN：枭1 -D)20茨迎下载精

10、品文档则要求:L ,)2 49 1 -0.4716 2 H 34II ()o H - 34 H4.52 100 100.1取 =40叫，则:I OB一 / 一 一一 249 1 -0.47164.52 40 10-6 100 103A =0.085A Tomin =0.1A输出电压脉动计算公式与BOOST电路相同，由V0vTDI0fV11f1= Dmm = D-c <0.01 ,其中 fc = fs RCfsRCD越大,R越小,3°越大。本题中D V。max =0.526, Rmin =48/1 = 48C,所以:fc=RC”.01fs_ 30.01 100 10 u_HZ0.

11、526= 1.9kHZ要求:48 1.9 103= 10.96 4C R ,fcc取。=12呼验算：fc =26 HZ = 1.736KHZ ,0 = 0.526 父=0.91% < 1 %,满足要求。48 12 10V100选开关管及二级管：负载电流10 =1A,折算至变压器N1侧：No .10 =14.5 AN1N1绕组的等效电感L1 =40NH ,由I1max =i10+&1 =电，+2dTs式，开关管T导通N11- D 2L1期间电流最大值:I Tmax = 11 maxN2 t I0VDTsN1 1 -D2L14.511 -0.52612.2 0.526 八Z63 A2

12、 40 10100 103= (9.5 0.8)A = 1 CBA图中，二极管D1在T关断瞬间iT =i1max时开始导通，这时N1绕组电流I1max转至U N2绕组电流i20,iD1 =i20有最大值Id max,由N 2绕组初值电流为:i20 I1m a x 工'N221茨迎下载精品文档NiD max 120 N2,1Iimax = 10.3A=2.29A4.5开关管T阻断、Di导通时，开关管T承受最大的正向电压为:Nii一VTmax =Vs V2=(i2 i.i 49 )V =24vN24.5开关管T导通、二极管Di截止时，二极管Di承受的最高反向电压是:N2-VDmax u(i

13、2 i.i -i) 2 48 =154.9 48V 3 0V3Ni开关管可选用i00v/30A的P-MOSFET管，这时过电压安全系数为4,过电流安全系 数为3。二极管可选用300V/5A的快恢复二极管，这时过电压安全系数为 3,过电流安全 系数为2 。4、用MATLA的真实现一个单极性SPWM双极性SPWM单极倍频SPWMB制，给出仿真输出波形，并对其输出波形进行 FFT分析。解：(i)单极性SPWMI制的模型图如图4-i (a)所示:Sine WaveRepeatingSequenceRelationalOperatorRelationalOperator iRelationalOpera

14、tor 2Gain ispwmConstant图4-i (a)单极性SPW蜩制的模型图单极性SPWMI制的仿真波形如图4-i (b)所示:22茨迎下载精品文档i0.50-0.5-110.50-0.5-1f 1 "yiii,11 j1 r J" i'i /0.10.080.0850.090.0950.105图4-1 (b)单极性SPW蜩制波形图单极性SPWMI制输出傅里叶分析如图4-1 (c)所示:Time 0A6Frequency 咐FFT 尚ml 仲sFunds m am al (5DHz) = 1.001 ,THD=52.03%0080604020 arcqcM

15、EBPLJnLl-)10K 104Available signals-FFT meltings口均喇 style:Bar(r«tatkelo lUndanteniai) vBnse value: |TqIFreqiMency aw;Hertz5Max Frecnency (Hz):图4-1 (c)单极性SPW防制输出傅里叶分析图由图可见在频率为12.8kHz (载波频率)有较大的谐波分量约为基波成分的20%皆波畸变率为 52.15%。(2)双极性SPWMB制的模型图如图4-2 (a)所示：23茨迎下载精品文档Sine WaveScope 2RepeatingSequenceRelat

16、ionalOperator 1RelationalOperator图4-2 (a)双极性SPW蜩制的模型图双极性SPWMI制的仿真波形如图4-2 (b)所示:-10.50-0.50.1650.170.1750.180.1850.190.161J"!J ,ii1J , /Lfa / I /0.50-0.5-1图4-2 (b) 双极性SPW蜩制波形图双极性SPWMI制输出傅里叶分析如图4-2 (c)所示:24茨迎下载精品文档 Signal Id analyze Daplay se电utzd serial。Dspiay FfT wmdiDwSBlected signal: 3 cycles

17、. FFT vyindow (m red): 1 cyclesFFT analysis=Ec4bEEAUnJ0 奈Available signalsStrucSure.spwml| v |Input:tlEHft 1|"vjSi0n用 number1E FFT windowStart time 缶Number d cycles: |1FuTdamerrtal freciL«flcy (Ha) |so FFT settings Display Style:Bar (relalh'a to fudiamBfiSl)Bsse Eg |i.QFrecjuency ascjj

18、HertzMax FrecKiency CHz)：口国 playUw图4-2 (c)双极性SPW防制输出傅里叶分析图由图可见在频率为12.8kHz (载波频率)有较大的谐波分量约为基波成分的60%皆波畸变率为 99.74%。(3)单极倍频SPWMI制的模型图如图4-3 (a)所示:Sine Wav eRepeatingSequence图4-3 (a)单极倍频SPW蜩制的模型图单极倍频SPWMI制的仿真波形如图4-3 (b)所示:25茨迎下载精品文档0.50-0.5-10.500.0850. 90.0950.1-0.5图4-3 (b)单极倍频SPW蜩制波形图单极倍频SPWMI制输出傅里叶分析如图

19、4-3 (c)所示:Avaplable石吗口耳帕StruClur* .InpiJtFFT analysissfiw m2-FFT windowOftnput 15141 numiwFundamenlal (50HzJ = 1 OOI . THD= 52.15%Fundamerlal frBqupncy (IrfcX0ar (rebtrve Le fundamnlal)10Frequency (Hz)m 10Number of cycles3云waE-suLZo量二FFT savingsDls9总学 style:*图4-3 (c)单极倍频SPW蜩制输出傅里叶分析图由图可见在频率为25.6kHz

20、(载波频率的2倍)有较大的谐波分量约为基波成分的20%皆波畸变率为52.08%。可见单极性调制的谐波分量比双极性的调制小，频率越高谐波畸变率越小，后级滤波参数 也可以越低。5、分析含BOOS® APFC勺高频整流器的工作原理，并好给出相关系统框图和波形 解：BOOS理PFC的高频整流器结构框图以及主电路电流波形如下图所示26茨迎下载精品文档Boost型PFC的主电路是在经典的二极管不可控整流后级添加一个Boost拓扑电路，通过对Boost电路的控制使得输入电流波形跟踪输入电压波形变化，并使得直流输出电压 高于不可控整流，从而提高输入侧的功率因数使之接近1。在无PFC的整流电路中只有当

21、输入交流电压在正负峰值附近时输入大于滤波电容的电压，此时整流二极管才有电流通 过，并为一个窄脉冲，这种整流电路的功率因数很低。上图给出的是一种基于平均电流控制方式的PFC原理框图。该控制方式是一种双闭环控制，外环为电压环，用于控制后级的直流电压输出稳定，内环为电流环，用于跟踪输入 电压的波形。电流内环对输入电压进行采样，并计算出一个周期下的平均电压折算出峰值，用采样的电压值除以峰值，得到归一化的输入电压波形，最后与外环的 PI调节器相乘得到电流内环的给定，用实时检测到的电感电流和给定进行比较，通过误差的PI调节得到控制的占空比D,通过驱动电路驱动 MOSFET所以电感电流会始终跟随输入电压的波

22、形变化而变 化。归一化的输入电压波形是不变的，当输出电压小于给定时，外环PI输出变大，使得内环的电流给定变大，从而平均的占空比变大，最后使得直流输出变大回到给定值。6、用MATLAB&真一个三相交流调压器，负载为阻感性负载。解：三相交流调压器建模与参数设置如下：三相交流调压器的建模、参数设置与封装27茨迎下载精品文档(1)建立一个新的模型窗口并命名(2)打开电力电子模块组，复制一个晶闸管到新建模型窗口中； 打开品闸管参数设 置对话框，按如下参数进行参数设置：,0(3) 将设置好参数的晶闸管模块进行复制，得到另外5个相同参数的模块，分别命名为 VT、VT2、VT3、VTi、VT5、VT6

23、。(4) 打开模块组，复制7个connection port 模块到模型窗口中，分别命名为 a、 b、c、U、UB、U、P。(5) 将6个晶闸管连接成三相交流调压器，连接后如图 6-1所示，然后封装，封装 符号图如图6-2所示。UA*IUC hmPVT31山甲61a一g am k 口图6-1晶闸管连接图Subsystem图6-2晶闸管封装图三相交流调压电路的建模与参数设置(1) 新建1个模型窗口。(2) 复制封装后的三相调压器的模型子系统和同步6脉冲触发器到模型窗口。(3) 添加三相负载和三相电源到模型窗口中，电压Uk、UB、UC的参数设置为：赋值50V,初相位分别为0、-120°、

24、-240 ° ,频率是50Hz的三相对称正弦交流电。28茨迎下载精品文档组建完成后的三相交流调压器仿真模型如图6-3所示:图6-3三相交流调压器仿真模型图三相交流调压器电路的仿真打开仿真参数窗口，为了便于对比选择负载参数为：，同时测量A相电压（V）和A 相负载电流（A）。图6-4分别为时的阻感负载仿真结果：图6-4 （a）时阻感负载仿真结果29茨迎下载50-50精品文档/ 1 It:/11/f11JJ403020100-10-20-30-400.470.480.490.50.510.520.530.46图6-4 (b)时阻感负载仿真结果5011' 1I ( 1 r0.320.330.340.350.360.370.380.39403020100-10-20-30-40-5