功率MOSFET管驱动变压器设计

1、功率MOSFET管驱动变压器设计导读摘要：对具有驱动变压器的功率MOSFET管驱动电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数（绕组电流有效值，变压器功率）的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验证了这套计算方法的正确性。1 引言作为开关电源的开关器件，功率MOSFET管具有开关速度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。此外，在并联使用时，由于MOSFET管具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点1。为了加速开通，减少损耗，对MOSFET管的驱动电路的基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高（但不

2、能超过栅-源击穿电压）；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFET管截止时，栅极最好施加负电压2。MOSFET管的驱动电路有多种形式，可以用TTL电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输出端与MOSFET管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用。设计合理的驱动变压器，不仅可以提高MOSFET管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。2 MOSFET管内部电容与变压器驱动栅极电路2.1 内部电容MOSFE

3、T管内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。开关电源最常用N沟道增强型MOSFET管3，内部电容分别为：栅-源极间电容Cgs，栅-漏极间电容Cgd，漏-源极间电容Cds，如图11,3。与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系：Ciss=Cgs+Cgd (1)与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系：Coss=Cds+Cgd (2)与小信号反向转换电容（反馈电容）Crss的关系：Crss=Cgd (3)驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。需要说明的是，内部电容并非常数，会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化，使得开通、关断的

4、动态过程比较复杂3，但是，对于栅极驱动，主要考虑上升、下降时间内（短于整个动态过程时间）的驱动波形，可以把Ciss看做常数进行分析。2.2 MOSFET管变压器驱动栅极电路图2为变压器驱动栅极电路，是驱动电路的最后部分。变压器T1提供驱动信号，经由保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电，当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh，MOSFET管导通，进而进入饱和区，完成开通过程；当变压器驱动信号低电平时，三极管Q1导通，栅极电容的电荷迅速通过R1，Q1构成的闭合回路释放，达到快速关断的目的。电阻R3防止栅极开路，稳压管D2限制信号幅度不能超过栅-源击穿电压，起到保护作用。

5、3 变压器设计与试验为了简化计算，将变压器视为方波脉冲电压源，MOSFET管开通过程的等效电路如图3。开通过程就是零状态响应过程，三要素4,5：初始值uciss(0)=0 (4)由于R3>>R1，稳态值； (5)式中，U1变压器输出电压，V时间常数=(R1/R2)×CissR1Ciss； (6)暂态过程：栅极电压： (7)栅极电流： (8)栅极电阻R3电流：i1(t)0 (9)栅极串联电阻R1电流： (10)电路瞬时功率： (11)上升时间：tr=2.2=2.2R1Ciss (12)忽略三极管Q1饱和导通管压降0.2V，MOSFET管关断过程的等效电路如图4。关断过程即可

6、看作零输入响应过程，栅极电压U1，主要元件依然是R1，Ciss（由于R3>>R1,忽略电阻R3），基本是开通的逆过程，因此，变压器输出电流有效值4： (13)式中，I变压器输出电流有效值，A；f驱动信号频率，Hz变压器功率： (14)通过分析，由式(12)可知，减少上升时间tr的办法是减少R1，但式(13)(14)表明，代价是增大了输出电流有效值和变压器功率；提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。线路分布参数包括变压器漏感，内阻r，以及导线引起的寄生电感等，随着工作频率提高，分布参数影响逐渐明显。相对于内阻r，分布电感对动特性影响更为显著，考虑变压器漏感和线路杂散电感

7、Ls后MOSFET管开通过程的等效电路如图5（忽略电阻R3）。系统时域方程： (15)传递函数： (16)特征方程：LsCiss·S2+R1Ciss·s+1=0 (17)特征方程根：（极点） (18)由式(18)，对于阶跃输入51) 时，系统临界振荡。此时，                        (19)2) 时，系统振荡收敛。此时，

8、60;                          (20)此时，自然频率（无阻尼震荡频率）：          (21)阻尼比：          &#

9、160;           (22)阻尼角：     (23)             (24)3) 时，系统不振荡。此时，     (25)理想情况下， Ls=0，系统即退化成图3所示的一阶系统。试验：要求设计驱动变压器，变比1:1，驱动电压12V，开关频率30kHz，MOSFET管型号IXTK15P，参

10、数：trr=150ns；Ciss=7000pF；Qg=240nC，3只并联使用，此时，Ciss=21000pF。栅极电路如图2。电路开通动态分析：由式(6)，时间常数R1Ciss=10×21000×10-12=2.1×10-7s；由式(7)，栅极电压：由式(10)，栅极串联电阻R1电流：由式(11)，电路瞬时功率：由式(12)，上升时间：tr=2.2=4.62×10-7s开通瞬态过程(01s)仿真结果如图6：驱动变压器设计参数：由式(13)，变压器输出电流有效值：由式(14)，变压器功率：P=I·U1=0.095×12=1.14W由式

11、(19)，系统临界振荡的变压器漏感：Ls=0.25CissR12=0.25×21000×10-12×102=5.25×10-7H=0.525H为了说明变压器漏感和线路杂散电感Ls对驱动的动态过程的影响，针对本设计，根据式(21)-(24)，对不同Ls值进行开通过程(05s)仿真，结果如图7。当变压器漏感以及分布电感Ls超过临界值（如0.525H）时，系统振荡。如果Ls过大（如4H），一方面会使得上升时间延迟，另一方面，栅-源极间电压超调量过大，可能将会引起MOSFET管开通过程不稳定，甚至危及管子安全。因此，期望Ls小些好，所以，尽量减少变压器漏感和引线

12、长度。驱动变压器功率、电流都很小，在工程设计中，考虑留下余量，应该取大一些磁芯，这样做的另一个好处是，减少了变压器匝数，减少漏感量。为了进一步减少漏感，初、次级绕组导线并行绕制。此外，考虑到初次级会产生很高的电位差，应保证初次级绕组导线足够的绝缘强度。设计的驱动变压器：磁芯PC44 EPC13，初级匝数26，次级匝数26，磁感应强度0.25T，漏感0.55H，外形尺寸20.4×13.3×7。实验表明，驱动变压器工作稳定可靠，损耗低，驱动波形上升沿、下降沿陡峭，无过冲现象，与仿真结果接近，满足设计要求。驱动变压器输出驱动波形如图8。4 结论1)驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用；2)为了加速开通，减少损耗，对驱动电路的基本要求是内阻要小，但代价是增大了驱动变压器输出电流和功率；3)驱动变压器输出电流和功率还与开关频率和驱动电压有关，并随着频率提高或电压提高而增大。4)为了驱动过程快速、稳定、安全可靠，抑制高频振荡，尽量减少变压器漏感和引线长度。参考文献1&