射频功放设计翻译

1、功放设计Philip Semiconductors2003.3目录1 工作类及偏置 11.1 A类 11.1.1 失真 11.1.1.1 两音互调失真测试 11.1.1.2 三音测试电视差转机中的应用 31.1.1.3 两音和三音测试结果之间关系 41.1.2 偏置 41.1.2.1 设计举例 41.1.2.2 元件值计算 51.2 AB类 61.2.1 失真 71.2.1.1 负载阻抗的影响71.2.2 偏置81.2.2.1 设计举例91.3 B类101.4 C类101.5 E类111.6 驱动级互调的影响112 匹配112.1 窄带（测试）电路112.1.1 总体要求122.1.2 可调L

2、和T网络 142.1.2.1 网络1142.1.2.2 网络2152.1.3 UHF网络162.1.4 双网络172.1.5 网络182.1.5.1 VHF频段182.1.5.2 UHF频段202.1.5.3 低阻抗管子网络的修正212.2 宽带电路212.2.1 HF频段222.2.1.1 输出补偿222.2.1.2 输入补偿262.2.2 VHF频段低端282.2.2.1 输出补偿292.2.2.2 输入网络302.2.3 VHF频段高端322.2.3.1 单网络匹配322.2.3.2 双网络匹配332.2.4 UHF频段低端382.2.5 UHF频段高端392.2.5.1 输出网络402

3、.2.5.2 输入网络452.3 级间网络493 选择印制板和元件准则493.1 印制板材料493.1.1 环氧玻璃纤维493.1.2 聚四氟乙烯玻璃纤维503.2 元件选择513.2.1 电感513.2.2 固定电容523.2.3 微调电容器534 放大器结构544.1 混合耦合器544.2 并联544.2.1 VHF和UHF频段 544.2.2 HF频段 554.3 推挽（平衡）连接555 其它585.1 射频放大器调试585.2 寄生振荡抑制611 工作类别和偏置1.1 A类A类工作的特征是恒定的集电极（或漏极）直流电压和电流，该类应用于对线性要求极高的功放，包括：SSB（单边带）发射机

4、的驱动级，其两音三阶互调至少要求40dBTV（电视）发射机的驱动级，所引起增益压缩非常低，即不能超过1dB压缩点的十分之一TV差转机的各级，用三音信号测试，其三阶互调必须低于55dB60dB。驱动级所引起的互调只占整个互调的一小部分，所以其效率比末级低（这是降低A类放大器失真的唯一途径）虽然A类放大器效率理论值为50%，因为线性的要求，实际上，在上述应用中的前两种，A类放大器的效率不超过25%。在电视差转机中末级效率只有15%，驱动级还要低。A类放大器晶体管的增益大约比工作在B类的同种管子高34dB，这是因为A类漏极的导通角为3600，而B类只有1800，因此，B类有效的传导只有A类的一半。1

5、.1.1 失真SSB调制主要应用于HF范围，1.530MHz，Philip用标准的28MHz测试频率对该应用的晶体管进行测试。由于其幅度不断变化，SSB信号对失真很敏感。1.1.1.1 两音互调失真测试三阶和五阶这是最常用的失真测试。测试中，两个相隔1kHz的幅度相同的信号加在被测放大器的输入上，实际的放大器不可能完全线性，所产生的最重要的失真是三阶和五阶互调，因为它们处于或最靠近工作频带。如果两个输入信号频率表示为p、q，则2p-q、2q-p为三阶互调，见图1-1。3p-2q、3q-2p为五阶互调，通常其幅度要小些。注意，同阶的两个互调，其幅度不一定相同，其原因可能是电源电压非理想去耦合，即

6、不能对所有频率去耦合。图1-1两音测试主要互调失真的位置p、q为输入音调如果p和q信号为10W，那么其组合的平均功率（热量）为20W，该两信号或同相或反相，因此射频信号的幅度是变化的。当两信号为同相时，其幅度是单个信号的两倍，因此功率是单个信号的4倍（该例为40W），这个最大功率叫峰值包络功率（PEP），一般公布在晶体管的数据手册中。当两信号为反相时，其组合信号幅度为零。理想的情况，即无失真，组合信号的包络是一个半正弦波，见图1-2。图1-2两音调信号峰值包络功率在A类的应用中，失真几乎总是和输入测试音的幅度有关，作为一般性的准则，在A类放大器的线性区，输入功率降低1dB，三阶互调降低2dB。

7、1.1.1.2 三音测试在电视差转机中的应用在TV差转机中，图像和声音同时被放大，对线性的要求苛刻，因此互调的测试一般用三音调信号。最流行的测试方法是（DIN45004B，PARA，6.3）三音相对于被称为峰值同步功率的0dB参考功率电平，其电平分别为8dB、16dB和7dB。第一个音（8dB）代表图像载波；第二个音（16dB）是一个边带，也就是彩色载波；第三个音是声音载波。这些音的组合，其峰值功率非常接近0dB参考功率电平，即：0.02844或 +0.66%。另一个重要的关系是平均功率与0dB参考功率电平的比值，该值为0.3831，因此，0dB电平可以用平均功率（热量）乘2.61获得。在三音

8、测试中，7dB音的频率比8dB音高5.5MHz，而16dB音的频率在这两个音之间变化，以产生互调。如果这些音的频率分别表示为p、q和r，我们最感兴趣的三阶互调为p+r-q，该三阶互调落于带内，而且幅度最大，见图13。图13三音测试，三阶互调d3位于p+r-q该测试要求电视差转机的三阶互调相对于0dB参考电平要达到51dB，也就是说，对末级的要求相当严格（典型值为55dB），对驱动级的要求就更苛刻（典型值为60dB）。另一种三音测试方法中，声音载波从7dB减小到10dB，这会产生重大影响：实际的峰值功率只有0dB电平的76.2%平均功率（热量）只有0dB电平的28.36%对互调的要求更加苛刻，因

9、为三音中的一个降低3dB，在处的互调也要降低3dB，以使放大器工作在线性区域1.1.1.3 两音和三音测试结果之间关系理论上，第一种三音测试方法和SSB放大器的两音测试方法是有对应关系的。当（仅当）两音测试的PEP和三音测试的0dB电平相等时，其二者之间互调失真相差总是13dB。例如：如果在两音测试中互调为40dB，那么三音测试互调为53dB，再者，二音互调相对于两个幅度相等音进行测量，三音调互调相对于0dB电平进行测量。电视差转机和发射机A类放大器的性能类似于SSB驱动级，因此，输出功率降低1dB，三阶互调降低2dB。1.1.2偏置对于MOS晶体管，偏置非常简单。IDVGS曲线的温度系数在最

10、佳工作点几乎为零，因此，用可调的分压电阻就足够了。对双极晶体管，因为温度和和有关，情况要复杂得多。在音频放大器中，常用发射极电阻和基极分压器的方法来稳定工作点，然而，在射频放大器中，更愿意将发射极接地以获取最大的功率增益，见图1-4。1.1.2.1 设计举例本例中，设计的偏置电路使BLW98射频晶体管工作在和图14A类偏置电路，发射极接地以获取最大的功率增益辅助晶体管为PNP音频小功率管BD136。由于末级电路存在一个大的负反馈，对于严重的温度变化和BLW98的漂移，BLW98的工作点都非常稳定。例如：如果环境温度的升高引起增高，BLW98集电极电压将降低少许，引起BD136集电极电流降低，从

11、而BLW98基极电流降低。BA315二极管用来补偿BD136的VBE温度系数，与二极管串联的可变电阻用于调整BLW98的Ic，使其准确地达到设计值。1.1.2.2 元件值的计算BD136集电极电流选择的供电电压比BLW98的VCE高23V，即28V（为了提供足够的负反馈），BLW98的可以从15100之间变化，为了减少BD136的Ic变化，在BLW98基极和发射极之间加一个预负载电阻（图1-4中的），BLW98的可以在8.557mA之间变化，而为得到850mA Ic的VBE电压约为0.98V。如果流经的电流为30mA，为0.98/0.0333。BD136的Ic值在38.5mA87mA之间，平均

12、值为51mA，BD136的典型值为100。因此，其约为0.5mA，其平均发射极电流为51.5mA。流经BLW98集电极电阻的电流为：0.850.05150.9015A。对于3V（2825V）的压降，3.33电阻（3/0.9015）的标定功率应该大于2.7 W（3×0.9015）。保护电阻为了保护BLW98以及减小BD136的消耗，需要在BD136集电极与BLW98基极之间加一个电阻，阻值的计算应该以BLW98的最小以及BD136最大Ic电流87mA为基础。由于BLW98的VBE约为1V，而BD136的VBE（保和）小于1V，因此，R1最大压降必须小球3V，这就意味着R3的最大值23/

13、0.087264，比如220，R1的最大功耗0.0872×2201.67W。基极分压器最后来确定BD136基极分压器的组成（R4，R5和BA315）。分压器的电流要高于BD136的IB（比如1020IB），其13mA值取较合适，且与数据手册中的测试电路相一致。由于BD136的VBE约为0.7V，BA315的压降为0.8V，则可变电阻上的压降为2.9V，因此，可变电阻的阻值为2.9/0.013223，一个150330范围的阻值调整在实际使用中已经足够了。跨接电阻R5的压降为24.3V，电流为13.5mA，因此，其阻值为24.3/0.01351.8K。注意，不象其它一些偏置电路，该电路不

14、能承受因高环路增益引起的寄生振荡。1.2AB类AB类的特征是一个恒定的集电极电压和一个随驱动功率增加而增加的静态集电极电流（不同于A类），AB类的失真也与A类不同。AB类用于对线性要求不太严格的线性放大器，包括：单边带发射机的末级，要求两音三阶互调约为30dB电视发射机的末级，其最大压缩增益为1dB。蜂窝无线电通信基站的末级。在最大功率时效率最高，尽管理论上AB类的最大效率为78.5%，实际中总是比它低，其原因为：在晶体管和输出匹配电路中存在阻性损耗因为要考虑失真的原因，集电极交流电压不能被驱动至最大值存在一个非常小的静态电流（对双极晶体管，约为最大功率集电极电流的2%；对于MOSFET，约为

15、最大功率漏极电流的12%）对HF和VHF放大器，在二音情况下，平均效率约为40%，相对于最大功率（PEP情况）效率约为6065%，对更高的频率，效率会降低一些。AB类放大器的功率增益介于A类和B类之间。1.2.1 失真A类的互调随功率的降低而有所改善，AB类的失真和A类不同，见图1-5。图15AB类放大器的互调失真为输出功率的函数低功率处失真的增加是因为“交越”失真的原因，即A类和B类转换期间的失真。1.2.1.1负载阻抗的影响影响失真的一个重要因素是负载阻抗，Philip晶体管数据手册总是给出了一定的频率范围内的最佳负载阻抗值。二阶谐波处的负载电抗也非常重要。晶体管的输出电容通常是唯一的。集

16、电极或漏极电流包含有二阶谐波成分，由于存在负载电抗，这将引起了二阶谐波输出电压分量。一个相当小的谐波分量是可以忍受的，但是，如果超过了基频电压的10%，放大器将在比我们想象中要低的功率时就饱和了，因此，在低功率时就超出了我们允许的失真程度。可以通过在集电极（或漏极）与地之间外接电容的方法来解决上述问题，虽然这样会使增益和效率降低，但会使失真显著改善，一个有效的实际经验是，内部和外部并联电容在二阶谐波频率处的电抗应该约等于负载电阻在基频处的2.2倍。对于宽带放大器，有另外的解决办法，可以从应用报告“NC8703”中找到。1.2.2 偏置对MOS晶体管，偏置相当容易，在多数情况，电阻分压就足够了。

17、如果需要，在电阻分压器下半部加上二极管或NTC热敏电阻，以补偿栅极电压的负t.c。对于双极晶体管，需要相对复杂的偏置电路，该电路提供一个恒定的约0.7V的电压（在一个严格范围内可调），其次是非常低的内部电阻，最后是该电路要适应宽范围的“负载”电流（即射频晶体管的基极驱动电流），同时能保持几乎恒定的输出电压，其他的所需特性是温度补偿和最低的电流消耗，图16所示电路能满足这些要求。偏置电路有大的负反馈，如果负载电流增加，输出电压降低少许，BD135的集电极电流降低，它的集电极电压增加以抵消输出电压的降低。图1-6AB类二极管晶体偏置电路1.2.2.1设计举例计算元件值BD228基极和集电极电流该例

18、中，假定偏置电路用于输出100W，28V电源的放大器，因此，如果放大器最小效率为50%，则所需直流输入功率为200W，相应的集电极电流为7.14A。如果晶体管的最小为15，则最大基极电流为0.48A。这种放大器可作为SSB发射机的末级，其输出功率在零到最大值之间变化，其基极电流在几乎为零到0.48A之间变化。在偏置电路中，预负载电阻R1用于减少基极电流变化，为了在0.7V电压下吸收15mA电流，R1必须为0.7/0.01547，BD228最大发射极电流接近0.5A。从公布的该管子参数，可得最大基极电流为15mA。为限制BD135集电极电流的变化，流经BD135集电极电阻R2的电流选择为该值的两

19、倍，即30mA。BD228的VBE约为0.8V，因此，R2上的电压约为26.5V，R2的阻值为26.5/0.03883（最接近的电阻：820，1W）。输出电压首先，在本电路中选择仅吸收30mA电流的晶体管是乎有些特殊，然而却是深思熟虑的选择，因为BD135的VBE很低（低于提供给射频放大器的偏置电压），其电压差别通过BD135发射极可变电阻R3来弥补，偏置电路的输出电压，以及射频放大器的静态电流，可以通过R3来调整。改变最大5的R3电阻，可以调整输出电压至少100mV，实际应用已经足够了。保护电阻为了保护BD228不致于输出电压短路而被损坏，建议在集电极加一个电阻R4。由于BD228最大饱和电

20、压VCE（饱和）为0.8V，在最大集电极电流0.5A时，R4上的压降为26.5V。因此，R4的最大值为26.5/0.553（最接近的阻值为47）。注意，R4必须标定为12W（I2R0.52×4711.75）。性能这种偏置电路的内阻非常小，测得的结果小于0.1，因此其输出电压在零到满负载之间的变化小于50mV。输出电压主要由BD135的VBE决定，VBE有着众所周知的温度依赖性（约2mV/），为射频晶体管的VBE提供合理的匹配，而无需特别的测试。本偏置电路在对高电容负载（如射频电路的去耦合电容）会产生接近1MHz频率的寄生振荡，可以通过在DB135集电极和地之间接RC来解决，其电阻、电

21、容值取10、100nF。1.3B类B类可用于对线性无要求的射频功放，即：移动、便携通信，基站（除900MHz频带）和FM广播发射机。对双极晶体管，无需偏置，即VBE0，而MOSFET需要一个非常小的静态电流，比如满功率电流的23%，其方法和AB类放大器的一样。在VHF频段，集电极（或漏极）效率约为70%，而功率增益与工作频率有关。1.4C类C类放大器建议不要使用双极晶体管，因为这将缩短管子的寿命，可以参见“射频功率晶体管特性”一文中2.1.1的VEBO。一个例外情况是对一个非常小的负偏置（100mV），该负偏置可以通过在晶体管基极和发射极之间接一个小电阻来实现。MOSFET就不存在这个问题，并

22、且VGS可以调到零，对功率增益仅降低几个dB，对大多数情况来说，这不是问题，因为MOSFET的增益非常高。以BLF278为例，在108MHz，它主要的优势是漏极效率很高；以BLF278为例，在108MHz时，B类在增益为22dB时效率为70%；C类在增益为18dB时效率为80%。1.5E类应用报告“COE82101”对E类有详细的讨论。当晶体管输出匹配电路元件值最佳时，集电极（或漏极）效率可达85%。然而，因高频效率下降明显，在超过6070Mhz，E类被限制使用。1.6驱动级对互调的影响多数线性放大器（如A类，AB类）都是由许多级放大器级联组成，整个失真主要由末级引起，因为驱动级的失真总是被设

23、计得要低。实际上驱动级的设计着重在全部失真的分配上，如以下分析。多级放大器的全部失真dtOt可由下式确定：dtOt = 20log(10d1/20+10 d2/20+)这里d1、d2为以dB为单位的各级互调。对两级放大器，即驱动级加末级，有效的方法是从给出的驱动和末级互调失真差（假定驱动级的失真很小）来求出全部的失真的恶化程度，以dB表示，其关系描述如下：B20log（110A/20）这里，A为驱动和末级之间的绝对失真差。B为放大器输出的失真增加量。其关系列于表1-1。很明显，如果不希望有较大的失真，驱动级的失真应该明显好于末级。2匹配2.1窄带（测试）电路AB驱动级IMD优于末级放大器输出I

24、MD增加量（dB）IMD的数量（dB）表1-1驱动级失真对全部失真的影响窄带匹配电路2.1.1描述阻抗匹配的基本原理2.1.2描述两种可调网络以及怎样控制高功率电平2.1.3讨论使用微带线的2.1.2节中的UHF频段匹配网络2.1.4讨论了用于极低管子阻抗匹配的双网络2.1.5讨论了网络，其中的微调电容器一端接地，以消除“手影响”。给出了VHF、UHF应用，以及低管子阻抗的修正2.1.1总体要求每个晶体管放大器都需要输入、输出阻抗匹配。在测试电路中，50信号源必须与管子复数输入阻抗匹配。在输出，正好相反，50的负载电阻必须转换成管子的最佳复数负载阻抗。在多级放大器，需要额外的网络为两个复数阻抗

25、提供直接匹配，对所有匹配网络，最重要的是功率损耗必须最小化。另外，特别对输出网络，必须考虑元件上负荷的电压和电流。大多数匹配网络是可调谐的，理想情况是大调谐范围，平滑且连续地控制，不幸的是，它们之间相互冲突，必须折衷处理。一般情况，对匹配网络的带宽无特殊要求，然而，避免带宽过窄总会带来好处，并且改善级联匹配的平滑和减小损耗。匹配的目的是使传输功率最大化，这就要求源阻抗和负载阻抗复共轭，即它们的电阻值相等，而电抗值相等，但符号相反。实数（即阻性）的源内阻抗与不同阻值的负载电阻之间的匹配，可用两个电抗元件来完成，这是最简单的匹配形式，见图1-7。图1-7用两个电抗元件匹配阻性源和阻性负载在图1-7

26、中，A、B有低通特性，被广泛使用，因为它们可以压缩谐波，C、D有高通特性，虽不经常使用，但在一些特殊场合，如级间网络，仍有其优势。大阻值电阻表示为Rh，小阻值电阻表示为RI，Rh总是并联一个电抗（Xp）,RI总是串联一个符号相反的电抗（XS）。元件值很容易从下式计算：这里，Q为负载Q因子，与元件的空载Q因子相比要小一些。注意：式（1）、（2）在后续章节中被经常用来确定网络元件值。到此，我们仅仅讨论了两个不同电阻之间的匹配，实际中，至少有一个阻抗是复数，在这种情况下，电抗之一，即靠近复数阻抗那个电抗必须要修正。假设图1-7电路A用来匹配管子的输入，如果管子输入阻抗为容性，Xs将增加，其增加量为管

27、子输入电抗的绝对值，如图1-8所示。如果管子输入阻抗为感性，情况正好相反，Xs将减少，其减小量为管子输入电抗的绝对值。注意，在以后的应用中，如果管子输入电抗比计算的Xs高，新的Xs将变成负值，意味着要用电容来代替电感。其他结构形式用类似的方法处理。图1-8 在图1-7输入匹配电路A 中增加一个串联电感以补偿管子输入阻抗容性部分2.1.2可调L和T网络因为其控制手段有限，上述网络不适合于测试电路，只需简单的电路修正，就有两种方法来克服这一局限。2.1.2.1网络1基于图17中的A电路（高到低变换）和B电路（低到高变换），使用微调电容器使Xs可变（或部分可变）（并联一固定电容以降低调整器电流，使其

28、控制更平滑）。另外，在Xs上串联一个可变电容，并使其组合保持感性（Cs也可是一个微调电容器和一个固定电容并联），这就意味着电感必须增加，以使组合的电抗保持计算值Xs，见图1-9。调整后的网络，其Ls的Q因子为：因为Ls增加了，Q高于上节所定义的Q，意味着电路损耗大一些，带宽窄一些。因此，必须尽可能地限制Ls增加，以降低这些影响。图1-9用于测试电路的可变匹配网络（基于图1-7的A电路）基于图1-7中的B电路也有类似匹配网络2.1.2.2网络2网络1的变形见图1-10，该电路中的电容比图1-9中的小。虽然其谐波压缩要差些，但可用于输入网络。元件值的计算分两步。为了便于理解，将该电路想象为两级级联

29、（图1-7中的D电路加A电路），见图111。第一级将Rh变换成A点的高阻值；第二级再将A点的高阻值低变换到RI。为了限制损耗和带宽的降低，建议选择A点的等效并联电阻不要太高，计算时要注意组合电抗Lp和Cp总是负值（Cp为主），因此其组合可用一电容（可变）来实现。图1-10 图1-9中匹配网络的变形图1-11图1-10的匹配网络表示为两级，以方便计算另一种可能是网络1和网络2的组合，该组合网络有时被用于必须处理高功率的输出网络，见图1-12。图1-12 图1-9、图1-10的匹配网络组合Cp1的目的是吸收一部分射频电流到地，比如一半射频电流，因此通过Cs和Cp2的电流成比例地缩小，允许使用小标称

30、值元件。A点的等效并联电阻应为Rh的23倍，它决定了Ls的值（根据（1）、（2）式，电阻比值决定Q，而XsQRI），其次，是选择Cp1，约为将RI变换为A点阻值所需Cp1值的一半。从A点向左看（包括Cp1），我们得到的是一感性阻抗：RjX，这里RRI，其余的计算同网络1。这些网络和以下的网络，经常用于将串联元件阻抗变换成并联元件阻抗，或者相反。对这种变换，要用前一节所给出的用于计算L网络的等式，RI为串联电阻元件，Rh为并联电阻元件。2.1.3UHF网络在300MHz以上，线圈已经不太实用，而是使用微带线形式和传输线，见图1-13。微带线有串联电感和并联电容，该电容用于转换负载阻抗的实部，需要

31、修正计算。图1-13UHF匹配网络中的微带线表示图1-13非常类似于图1-10所示电路右半部分。已知（低）负载阻抗，但要注意，其虚部依赖于具体的管子，可能为正，也可能为负。RiP按网络2选择A点阻值相同的办法来选择。其次，选择微带线的特性电阻，满足下列条件：Rc的准确值根据实际需要而定，微带线不宜太窄，也不宜太宽。现在可以应用以下两等式计算电长度（l）和并联输入电抗（Xip）。这里，和（可变）电容值的计算见2.1.2节。2.1.4 双网络在一些场合，管子的输入和/或输出阻抗很低，以至于直接变换，正如2.1.3节的描述，将导致很高的负载线因子，引起不良结果。最好附加一额外（固定）网络，如图1-1

32、4、图1-15所示。图1-14在图1-10网络上附加一固定网络以避免高负载因子图1-15在图1-9网络上附加一固定网络假设 、，在A点较合适的等效并联阻值在100150之间（即，比50大，但以电路损耗和带宽观点看不算太大），B点的阻值是A点阻值（比如125）和RI的几何平均，即。如果没有双网络，负载Q因子为：如果有双网络，负载因子为：，得到了显著改善。双网络的变形网络用于输出网络也有优势，再者，用微带线部分或全部取代线圈，它可以用于更高频率。2.1.5网络2.1.5.1VHF频段到目前为止所考虑的网络使用了并联和串联电容，这是我们所不希望的，因为当可变电容两端加有射频信号时，操作人员调整可变电

33、容会产生“手效应”（操作人员体电容的影响），甚至使用绝缘调整器也会产生该效应。仅仅使用并联电容来进行阻抗匹配就可以解决这个问题，见图1-16。如果RI为管子低输出阻抗，Rh为50负载电阻，我们首先用固定网络L1C1将RI变高约为50。紧接固定网络是C2L2C3组成的网络，它可以按需要将阻抗变高或变低，网络元件值计算如下（见图1-17）。图1-16仅使用并联电容的阻抗匹配电路该设计只允许人工调谐电容的接地面，以避免“手效应”图1-17用于计算的网络电路，R1、R2均为固定值对条件：以及然而，在多数情况下，我们需要通过改变X1、X2来调整输入电阻，例如，为了适应不同管子以及使功率传输最大化。图1-

34、18给出了一个合适的网络，为计算方便，这里用电纳（）代替电抗。X3由R1的最小值确定：以及因此，两个电容有相同的最小值，但一般有不同的控制范围（）。图1-18用于计算的网络电路，输入电阻R1可调， R2固定为50这种类型网络的损耗一般要比先前所讨论网络的损耗大，其损耗随R1（平均值）和R2之间的差值增加，以及控制范围增加而增加，因为这两种情况的负载Q因子增大了。2.1.5.2UHF频段刚才讨论的网络也可以由微带线构成，见图1-19。图1-19 微带线形式的图1-18网络微带线的特性阻值必须满足以下条件：因此，其它量变为：因此，很明显该带状网络和前面所述网络一样普通。2.1.5.3低阻抗管子网络

35、的修正如果在高功率情况下，管子的阻抗非常低（比如小于5）有两种选择：1 R1的平均值比R2低，如一半2 用两个预匹配网络，而不是一个，使两个网络之间的阻抗等于管子阻抗的几何平均值，以及网络输入电阻的平均值2.2宽带电路宽带HF匹配电路总览HF频段（2.2.1）描述MOS和双极晶体管输入、输出匹配过程，主要讨述MOS管，因为它更广泛用于HF。2.2.1.1描述一些输出补偿电路。输出补偿的目的是在感兴趣的整个频段维持理想的负载阻抗，以获得最高的效率和最低的失真，该部分阐述：* 怎样用一个或者二个元件来补偿管子的输出电容后者可得到更好的结果。* 怎样补偿并联电感，如RF抑制和/或变压器电感，以改善频

36、段低端的性能，以及怎样选择补偿（耦合）电容。2.2.1.2有关输入网络的设计，目的是在整个频段内获取低输入VSWR和高且平坦的功率增益。2.2.1 HF频段该频段为1.628MHz。大多数HF发射机工作在单边带调制，并使用宽带功放。这些放大器中的阻抗变换可以由传输线形式的变压器，或经补偿的常规变压器来实现（详见应用报告ECO6907和ECO7213）。另外，许多补偿技术可用于输入和输出，以前，补偿是为了在整个频段获得最大输出功率和效率；后来，是为了在整个频段获得最大平坦功率和良好的阻抗匹配。2.2.1.1输出补偿输出电容补偿以BLF177 MOS管为例。从发布的数据手册中知，该管的输入电容为1

37、90 pF，全功率时电容上升约15%，为220 pF，在28 MHz时，电容的电抗约为6.25负载电阻的4倍。如果没有补偿，输出VSWR相当高，为1.28。可以用一个或二个外部器件来减少VSWR。一个器件的补偿见图1-20，两个器件的补偿理所当然的要好于一个器件，下面在详述。这些补偿应用了切比雪夫滤波理论，该理论有利于将滤波器元件值对特性电阻（源和/或负载电阻）以及截止（角）频率归一化。对低通滤波器，1 rad/s是最大角频率，对高通滤波器则是最小频率。归一化量表示为，这里k为滤波器元件数字标识（参考资料1）。单元件补偿图1-20中滤波器元件为：最佳负载电阻（已知）：管子输出电容（已知）：实际

38、负载电阻：补偿元件电感用归一化形式，这些量表示为：图1-20一个元件的输出电容补偿：最佳负载电阻：管子输出电容这里，是中间量（数学上与通带最大VSWR有关），用于简化计算。根据以上等式，得：一般， 1，因此1，那么。（去）归一化完成如下：这里，为最大角频率，最大VSWR为/。在BLF177例中：（归一化值）那么因此,VSWR为1.031，有明显改善。尽管该例中，VSWR无需进一步改善，但在驱动级中，使用两个元件进行补偿可以得到所需的更好的VSWR，见图1-21。双元件补偿图1-21 两个元件对输出电容补偿计算和上述方法相似，用归一化形式表示为：=1/该式也可写为：归一化和去归一化按如下方法完成

39、：=R这里，也为最大角频率。最大VSWR计算如下。为了便于计算，引入字符K。那么， 在BLF177例中，（那么 ）因此VSWR=1.007该方法在原理上和常规变压器进行HF补偿是一致的，唯一不同的是后者的漏电感已知，而补偿电容必须计算。并联电感补偿对射频抑制电路和输出变换器的并联电感进行补偿是必要的，输出变换器经常在放大器中使用，在1.6MHz处它们的电抗通常约为负载电阻的4倍。大多数情况下，用耦合电容完成补偿。更简单的情况是要么只有射频抑制电路，要么只有阻抗变换器，我们首先考虑该简单情况，其等效电路见图1-22。图1-22 射频抑制补偿该电路和L与C互换后的HF补偿电路非常相似。数学上，通常

40、的做法是用归一化量，因此，电抗性元件为：根据以上等式，得出：一般情况，和1，因此归一化和去归一化完成如下：这里，为最大角频率，最大VSWR为/。补偿两个并联电感如果我们不得不对电感值基本相同的两个并联电感进行补偿，就需要用图1-23所示的等效电路。对感性元件进行归一化变换：根据上面等式，得出：图1-23 对射频抑制电路和阻抗变换器的补偿归一化和去归一化完成如下：这里，是最小角频率，最大VSWR按HF情况相同方法确定。因此，如果按照前面的定义，那么 在BLF177例中，因此，VSWR=1.007当 R=6.25，f=1.6MHz，可得C=33nF。2.2.1.2输入补偿对双极晶体管，功率增益和输

41、入阻抗的变化可以用R-L-C网络进行补偿，见图1-24，详见应用报告“AN98030”。该网络是用有最佳功能的电路分析软件设计出来的。对MOS管，输入阻抗特性差异很大，这里的主要问题是，对整个频段，在相当大的输入电容上（如BLF177，约745pF）提供恒定的电压，而同时要获得良好的输入匹配和最大的功率增益。图1-24 双极晶体管输入补偿电路，见应用报告AN98030在管子输入端，简单地接一个电阻不能得到良好的结果，需要有更好的办法。这里描述了一种最简单的方法（见图1-25），更好的办法后面在讨论，那里需要更高的性能。图1-25 简单的MOS管输入补偿电路在图1-25中，驱动产生器（变换后的）

42、表示为I-R组合，管子的输入电容为C1，补偿元件为L1、L2和R2。R2应该约等于R1，另外，C1上的电压不要与R1上的电压有太大差异。由于C1上所需的电压值已知，我们可以取最大R1值来设计电路，以得到最小的驱动功率。计算机优化程序可以用来观察当R1 C1增加时所产生的影响，优化的目的是：在整个频段，使VSWR最小在整个频段，使C1上的电压变化最小表1-2给出了用该程序计算的归一化结果。根据表1-2，很明显，实际的选择为，对于BLF177，意味着R1表1-2 图1-25补偿电路中WCIR变化的影响W为最大角频率，G为偏离平均增益的最大偏差最大为7.6，为方便计算，选择R1=6.25。管子的输入

43、阻抗不是一纯电容，它还包含有串联电阻和电感，因此，有必要将管子输入阻抗实部和功率增益作为频率的函数进行再优化。对于工作于低功率水平的驱动级，有时使用负反馈：双极晶体管的发射极电阻和集电极-基极电阻（有时后者要串联一个电感，用以在频段的高端减小反馈）。相似地，对MOS管，在漏极和栅极之间接一个电阻，但是反馈也不要太大，因为它消耗了部分（虽然是一小部分）输出功率。2.2.2 VHF频段低端宽带匹配电路总揽VHF频段低端（2.2.2）虽然与HF使用的电路结构相同，但相对较高的最大频率需要调整元件值2.2.2.1描述补偿输出电容的两种电路2.2.2.2描述两种输入网络，为了得到高功率，使用的补偿元件数

44、量比HF多VHF频段高端(2.2.3)描述在该频段范围内，用低通L网络，并附加一个高通网络，进行阻抗匹配（输入和输出）2.2.3.1描述足以应用于低阻抗比和/或中等带宽的单低通网络。为了满足更高要求，需要用两个或三个网络， 2.2.3.2给出了几种研究结果的概貌，其中一些可用于级间网络最后，讨论了非理想网络元件的影响一些军事通信发射机工作在该频段，低端为2530MHz，高端为90110MHz。图1-26 VHF频段低端输出补偿等效电路该频段功放与HF频段类似，但阻抗匹配只能用传输线变换器，详见应用报告“ECO7703”。另外，对射频输入和输出的补偿需要更加复杂的方法。2.2.2.1输出补偿2.

45、2.1.1所给出的输出补偿电路，在HF频段有令人满意的结果。在VHF频段低端，通过简单地修改元件值可以得到更好的结果。图1-26给出了等效电路。首先，令R1=R2，而C2无需等于C1。VHF频段低端的计算机优化结果见表1-3。实际应用中规定：WC1R1=1.0，如果我们在该条件下用前面所讨论的切比雪夫系统，最大VSWR为1.33，而不是1.29。表1-3 图1-26补偿电路在VHF低端的计算机优化结果W为最大角频率，R1=R2往前进一步，在这个补偿中，我们不考虑R1=R2条件，得到的计算机优化结果见表1-4。该表中，对于WC1R1=1.0，最大VSWR为1.25，有所改善，相应的R2值比R1小

46、。很难说是好是坏，因为它依赖于电源电压、输出功率以及变换器比值的组合。表1-4 图1-26补偿电路在VHF低端的计算机优化结果，R1R2为最大角频率，R1R22.2.2.2输入网络对双极晶体管，在VHF低端的补偿网络可以使用与HF频段相同的结构，然而，这种结构要严格限制用于MOS管的输入网络。除了有更高的工作频率以外，问题和HF一样（在整个频段内保持恒定的电容电压，见2.2.1.2），因此需要更有效的补偿网络，需要更多的元件。两个例子中的第一个见图1-27。图1-27 VHF低端改进补偿电路之一图1-28 VHF低端改进补偿电路之二C2表示管子的输入电容，计算机优化结果见表1-5。与前面描述的

47、网络相比较，WC1R2加大到了1.6，在给定带宽内获得了更高增益。第二个电路与第一个相比有相同甚至更好的性能，见图1-28。这里，管子的输入电容表示为C1，计算机优化结果见表1-6。将这些结果和前一个电路的结果比较，可以看出WC1R1可以增大到1.9，并且可以到2.0。因此，虽然这种结果少了一个元件，但性能更好。实践表明，在L1和L2之间使用感性耦合并不能改善VSWR和增益变化。正如前面所提到的，MOS管的输入阻抗可以用电容、电感和电阻串联表示，特别是在高功率时，电阻不能忽略。表1-5 图1-27补偿电路计算机优化结果W为最大角频率，G为相对于平均增益的最大偏差表1-6 图1-28补偿电路计算

48、机优化结果W为最大角频率，G为相对于平均增益的最大偏差作为一个准则，当VSWR值和增益变化范围比表1-2，1-5，1-6中的值差时，有必要进行再优化。2.2.3 VHF频段高端为了在该频段获得理想的阻抗水平，设定BLF255 MOS管在175MHz频段和12.5V电源电压时可以输出30W功率(注意,双极晶体管在该频段有相似的阻抗水平)。假设BLF255用于132175MHz频段移动无线电发射机，最佳负载阻抗约为2.5，并有一个相当小的电抗成分。在管子输入，存在一个215pF的有效电容，并串联有一个3.2电阻和0.21nH小电感。论文中所涉及的大多宽带阻抗匹配都是以纯电阻为基础，因此我们必须将输

49、入阻抗基本变为实数。理论上，可以用并联或串联电感来实现，虽然并联更可取，因为这样可以提供更大的阻抗，但不幸的是，在管子输入端并联一个小电感会引起严重的寄生振荡。因此，我们不得不用串联电感，并使电路调谐在频段中间位置，负载因子为1.53，其相对带宽为2728%（f/f0）。如果负载因子与相对带宽的乘积远远小于1，在这种情况下，匹配不会受到太大影响。剩下的任务是在132175MHz频段范围内使3.2电阻和2.5电阻与源50和负载50阻抗匹配。G.L.Matthaei(参考资料2)给出了用于该目的的最流行的网络形式,其匹配是由一个或多个低通L网络实现(网络数量越多,带内的VSWR越低).该方法的精髓

50、是,在通带内的多个频率点上进行准确的匹配,其匹配数量等于网络数量.2.2.3.1单网络匹配首先考虑单网络情况,见图1-29。Rh为两个阻抗中的大者，R1为小者，准确的匹配发生在：图1-29 VHF频段高端单网络匹配这里，为频段的低限，为频段的高限。L和C可以按2.1.1节所描述的方法来计算，通带内最大的VSWR由频段低限或频段高限处的输入阻抗决定。对输出， 2.5电阻必须和50电阻匹配，计算结果如下：VSWR的计算相当复杂，最好用电路分析程序完成。这里较高的VSWR表示单个网络还不够，因此，我们还要探讨用两个网络进行阻抗匹配的可能性。2.2.3.2双网络匹配两个低通网络两个低通网络的情况见图1-30。图1-30 VHF频段高端双网络匹配准确的匹配发生在f1和f2（f2f1）：图1-31 图1-30双网络匹配电路的通带特性在频段的低限和高限以及处有最大衰减，通带特性见图1-31。为确定元件值，我们需要定义辅助量M：式中，。那么，对图1-30电路，这里，其它元件：计算通带内最大VSWR也必须按单端网络匹配中的步骤进行。对于该例，需要使2.5电阻与50电阻在132175MHz频段范围内匹配，得： 通带内