基于Flyboost模块的新型单级功率因数校正变换器

1、基于 Flyboost 模块的新型单级功率因数校正变换器摘要：提出了一种新型的功率因数校正模块(flyboost 模块)，它具有两种工作状态(反激变换器状态和 Boost电感状态)。基于这种PFC模块，得到了一 种新型的单级PFC变换器，实验证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因 数，而且可以显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。关键词：单级功率因数校正；Flyboost 模块；效率1 引言近年来，提出了很多单级功率因数校正(PFC变换器1 2。然而，这些变换 器存在着不少缺点，如低效率，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点都限制了单级 PFC变换器的应用。一般的单

2、级PFC变换器都是由Boost电感和DC/D吸换器组成，通过控制Boost 电感工作在不连续导电模式，可以使得输入电流自动跟随输入电压，从而实现功率因数校正。然而，无论是两级PFC变换器还是通常的Boost电感型单级PFC变换器，输入 功率都是先经过中间储能电容然后再经过 DC/DC变换器输出,这样，从输入到 输出，功率经过两级变换。本文提出了直接功率变换的概念，基于这种概念，提出了一种新型的单级功率因数校正AC/DC变换器。实验证明，这种新型的变换器不仅具有很高的功率因数，而且能够显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。(a) 典型变换器功率流向(b) 带直接功率变换模块的变换器

3、功率流向图 1 变换器的功率流向图2 直接功率变换的概念在如图1 (a)所示的典型功率因数校正 AC/DC变换器中，包含了两个功率模块，即PFC模块和DC/DC真块。首先，脉动的卒&入交流功率经过 PFC模块输入 到储能电容上，然后经过 DC/DC变换器，得到稳定的直流输出。如果 PFC莫块 和DC/DC变换器模块的效率分别是 “1和“2,那么，AC/DC变换器的总效率 7为4二41 , 7 2 (1)实际上，希望得到稳定的直流输出并不需要经过两次功率变换。我们可以让一部分交流功率只经过一次功率变换就到达直流输出端；而其余部分输入功率则经过两次功率变换。这样，既可以得到高效率，又可以获

4、得稳定的直流输出3,5,如图1 (b)所示。如果m表示能量的直接变换部分，那么(1 M则是间接变换的能量，则Po=Pinr 1m Pin 4 1 ” 2(1 m) (2)y =y 1nn-k 4 1 ” 2(1 m)=r 1 4 2+ m4 1(1 一 4 2) (3)所以，具有直接功率转换的变换器的效率比原来提高了m” 1 (1-2) o3直接功率变换及功率因数校正模块设工频交流经过全波整流后加在反激变换器上的电压为Vin,输入电流为i1 ,变压器的变比为n:1 ,输出电压为Vo,输出电流为io , Re表示等效输入无损电 阻。在一定占空比下，当反激变换器(flyback)工作在不连续导电模

5、式(DCM下， 输入电流i1为三角波，其平均值近似为正弦波。另外，对输入而言，反激变换 器可等效为一个受占空比D控制的无损电阻4,等效电路如图2所示。3 1等效输入电阻Re在一个开关周期Ts内，Vin近似不变，反激变换器原副边电流为i1 , io呈三 角波。0 DTs期间i1以斜率Vin/n2L线形增大(L为变压器副边的电感值)。DTs- (D+ D2) Ts期间副边电流io以斜率一Vo/L减小，D2Ts为输出整流管 导通时间。显然原边峰值电流ip为ip=(4)输入平均电流 i1(avg)为 i1(avg)=i1dt= - DTs=ipD=(5)从而得至U Re=(6)3.2平均输出电流和输出

6、功率副边峰值电流为ip ',则平均输出电流i0(avg)为i0(avg尸i0dt=(7)根据伏秒积平衡VinDTs=nVoD2TsmD2=VinD/nVo(8)将式(8)代入式(7)中，得到i0(avg)=DVinip ' /2nVo=D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9)所以，输出平均功率为Po=Vo io(avg)=Vin2/Re=Pin(10)上述分析说明：1)输出功率=输入功率，没有功率损耗, 实现直接功率传递的概念；2)在式(5)中，Vin=|Vpeak sint| ,可知输入平均电流满足正弦规律，实现 功率因数校正。尽管工作在DCM勺反激变压器具有

7、以上优点，但是，它同时也存在不少缺点，例如，由式(9) 可知，输出电流中含有很大的二倍工频的纹波。4 基于 Flyboost 模块的单级功率因数校正AC/DC变换器在反激变压器的基础上，本文提出了一种新型的单级PFC变换器，即基于Flyboost模块的单级PFC变换器，如图3所示。当工作在不连续导电模式(DCM下，Flyboost模块的工作状态可以概括为两种状态，即反激变压器状态和Boost 电感状态，两个工作状态的工作波形如图5 所示。1)反激变压器状态当|Vin(t)|<(Vc1 nVo)(式中Vin(t)表示交流输入电压瞬时值， Vc1 表示中间储能电容电压，n 表示 T1 的变比)。T