Agilent频谱分析仪基础

1、Agilent频谱分析仪基础 目录Agilent频谱分析仪基础目录1目录2第1章 简介5频域与时域5什么是频谱？6为什么测量频谱？7测试种类8信号分析仪的类型8第二章：频谱分析仪的基本组成9RF衰减器11低通滤波器/预选器12调节分析仪12中频增益14分解信号15模拟滤波器15数字滤波器17FM残留17相位噪声18扫描时间19模拟分辨滤波器19数字分辨滤波器20包络检测器20显示器21检测器类型22采样检测22峰值（正）检测23负峰值检测23普通检测23平均检测24平均及准峰值检测24均匀化处理24视频滤波24轨迹均匀化25时间控制26为什么需要时间控制26第三章 数字中频概述27数字滤波器2

2、7全数字中频28传统信号处理IC28附加视频处理特色28频率计数28关于全数字中频的更多优点28第四章 幅度与频率的准确度29相对不确定度30绝对幅度精确度30提高总体不确定度31规范，典型值，标称值31数字IF部分31RBW开关不确定度32频率准确度32第5章 灵敏度与噪声32灵敏度32噪声系数34噪声信号34预放对噪声测量的影响35第6章 动态范围35定义35动态范围与内部失真35衰减器测试36噪声36动态范围与测量不确定度36增益压缩36显示范围与测量范围36邻信道功率测量37第7章 扩展频率范围37内部谐波混频37预选37幅度校准37相位噪声38增加动态范围38加上及减去预选38扩展谐

3、波混频38信号识别38第8章 现代频谱分析仪38特别应用测量39数字调制分析39保存并打印数据39数据传输与远程控制39固件升级39校准，发现并修理故障，诊断，修复39总结39术语表40 第1章 简介本文致力于解说下列内容：超外差频谱分析仪基本功能、目前最先进的频谱分析仪的功能。从最基本的层次来说，频谱分析仪可以被描述为：一个频率选择、被校准了的峰值响应电压计，用以测量并显示正玄波。但是有一点需要注意，频谱仪虽然能够直接的显示功率大小，但它不是一个功率计。如果通过一个已知电阻测得其上的峰值或平均值正弦电压，我们能够校准我们的电压计，将之改装成功率计。伴随着数字技术的进步，现代的频谱分析仪用有更

4、强大的功能。本文中，我们将描述基本的频谱分析仪、以及伴随着数字技术、数字信号处理带来的功能进步。频域与时域在我们详细描述频谱分析仪之前，需要首先问问自己：“什么是频谱？我们为什么要分析它？”通常我们使用的是时域作为参考进行信号分析。我们能纪录什么时间发生了什么事件，包括电气事件。我们可以使用示波器观察随时间改变的即时电信号数值。换句话说，我们使用示波器在时域上观察一个信号的波形。傅利叶理论告诉我们，任何时域的电现象是由一个或者多个正弦波组成，每个正弦波有各自的频率、幅度、相位。即：我们可以将一个时域信号转换成其频域的等价信号。在时域的测量可以显示每个特定的频率含有多少功率。使用合适的滤波器，图

5、1-1的波可以被分解成独立的正弦波，或者频谱，然后我们可以独立的测量他们。每个正弦波包含幅度、相位值。如果我们想分析信号的周期，傅利叶理论告诉我们，正弦波形的周期是频率的倒数。 某些测量要求我们提供关于信号的频率、幅度、相位的完整信息。这类信号分析称作矢量信号分析。有关于矢量信号分析的讨论将在矢量信号分析基础里进行。现代频谱分析仪能够进行大范围的矢量信号测量。另外一大类的测量可以不知道信号的相位关系。这类信号分析称为频谱分析。由于频谱分析更容易理解，也非常实用，因此本文从频谱分析仪如何进行频谱分析测量开始。理论上，要想进行时域到频域的转换，信号持续时间必须无穷大，即±无穷。然而，在实

6、际中，我们总是使用一段有限的时间进行测量。傅利叶变换也能够进行从频域到时域的变换。在这种情况下，也要求提供±无穷大的频谱信息。在实际中，在有限的带宽捕获绝大多数的信号功率所提供的结果也是可接受的。当对频域数据进行傅利叶变换时，相位信息是非常重要的。例如，一个方波变换到频域，然后再变换回去，如果没有提供相位信息，则可能成为锯齿波信号。什么是频谱？在本文的讨论中，什么是频谱呢？频谱是一个正弦波集合，进行适当的合并的话，就是一个时域信号。图1-1显示的就是一个复合信号。假设我们希望获得一个正弦波。尽管图中的波形明确的显示该信号不是一个纯正弦，却并没有给我们一个明确的暗示它为什么不是。图1-

7、2从时域、频域两方面告诉我们该信号的分量。频域中的轴向高低表明在频谱中不同正弦波的幅度。如图，此例中频谱仅包含两个正弦波。现在我们知道了为什么起始波形为什么不是一个纯的正弦波了。它包含第二个正弦波，二次谐波。这是不是说我们不需要进行时域测量了呢？完全不是。在许多测量中，时域结果更好，并且一些测量只能在时域中进行。例如，纯时域测量包括脉冲上升、下降时间，过冲击，振铃。 为什么测量频谱？频域也有它的测量应用。从图1-1以及图1-2可以看出，频域能更好的显示信号的谐波。在无线通讯领域的人们对带外、寄生发射尤其敏感。例如，蜂窝射频系统必须检测已调制信号的谐波，以保证不会对处于谐波频率的别的系统的运作产

8、生影响。工程师、技术员非常关心调制后的的信号失真。三阶互调（一个复杂信号的两个分量之间的互调）有可能落在带内而无法被滤除，带来很大麻烦。频谱监测是频域测量的另一重要应用。政府分配给不同的无线服务以不同的的频率，例如广播、电视、移动电话系统、警察与紧急通讯，以及别的应用。每种服务工作于其被分配的频率，并且在规定的频带内是非常重要的。发射机以及其它信号辐射体经常工作在很接近的频率。对于功放以及其它器件的一个非常重要的测量就是信号功率杂散到邻信道造成干扰的大小。电磁干扰（EMI）这一术语的含义是：发射机或者非发射机产生的不期望的发射。这里，所关心的是不期望的发射，既包括辐射的，也包括传导（通过电源线

9、或者内部连接线），可能对其它的系统的操作产生影响。几乎所有设计或者制造的电子、电器产品都必须在频域测试发射功率，以符合政府的或者工业的标准体系。图1-3至1-6表示的就是这方面的测试。 测试种类普通的频谱分析仪测试包括频率、功率、调制、失真、噪声。了解一个信号的频谱是很重要的，尤其是在系统使用在有限带宽情况下。发射功率是另一个测试要素。过低的发射功率可能导致信号不能够到达目的地，而太高的功率会迅速的消耗电池掂量，导致失真，以及过高的工作温升。测量调制质量是非常重要的，它确定系统是否工作正常，信息是否正确的发送。普通的分析调制情况的测试包括调制角度，边带幅度，调制质量，占用带宽。数字调制包括误差

10、向量裕度（EVM），IQ失衡，相位时域误差，以及其它的一些测试。关于此类的更多测试，请参看矢量信号分析基础。在通讯中，测量失真对于发射机以及接收机都是非常重要的。发射机输出的过多的谐波失真会影响别的通讯频带。接收机的预放部分必须不能有互调失真存在，防止信号交叉干扰。一个典型的例子是同轴电缆传输的电视信号，其下行主干路在信号分配部分存在互调，将会干扰同一线缆内的其它频道信号。一般的干扰测量包括互调、谐波、杂散发射。噪声也是一个经常需要测量的参数。一个运行的电路或者器件会产生很大的噪声。噪声参数或者信噪比（SNR）是表明一个器件的性能的重要特性，也影响它整个系统的性能。信号分析仪的类型除了超外差频

11、谱分析仪外，还有几种其它的分析仪体系。一种很重要的非超外差类型就是傅利叶分析仪：将时域信号数字化、使用数字信号处理工艺进行快速傅利叶变换（FFT），以频域的形式显示该信号。FFT逼近的一个优势在于它能够测量单脉冲信号。另一个优势是除了能测量幅度外，还能测量相位。然而，傅利叶分析仪相对于超外差频谱分析仪也有不足，尤其在频率范围、灵敏度、动态范围方面。傅利叶分析仪的典型应用是对不超过40MHz的基带信号的分析。矢量信号分析仪（VSAs）如同傅利叶分析仪一样将时域信号数字化，但是在数字变换器前多了一个降频变换器，能够进行射频信号测量。例如：Agilent 8960系列VSA可变范围能达到6GHz，能

12、够提供高速频谱测量，解调，先进的时域分析。在处理复杂信号如突发、瞬时、调制的信号时（通讯、视频、广播、声纳、超声波成像应用）尤其有用。当我们定义频谱分析、矢量信号分析二者的显著区别后，数字工艺以及数字信号处理则混淆了二者的界限。如、重要区分特征是信号在何处被数字化。在早期，数字转换器被限制在几十KHz一下，仅仅频谱分析仪的视频基带信号被数字化。由于视频信号不携带相位信息，仅仅幅度数据被显示。但就是这样有限的应用，对于数字工艺领域也是巨大的进步：慢速扫描无闪烁显示、显示标志、不同的均值、能够将数据输出到电脑及打印机中。由于人们需要分析的信号越来越复杂，最新一代的频谱分析仪已包含以前仅傅利叶、矢量

13、信号分析仪才有的功能。分析仪在仪器的输入端附近将信号数字化，然后放大，进行一或两次的降频。在许多情况下，相位、幅度信息都被保留了下来。另外对上述情况还有一个好处：可以进行真正的矢量测量。因此仪器的功能的大小就取决于分析内部的硬件的信号处理能力、仪器本身的软件运行能力，或者与分析仪相连（矢量信号分析软件）的电脑的能力。图1-7显示了这样的例子。图中，QPSK信号的点显示成了一个集束，而不是单独的点，通过测试显示出了信号的误差。 我们希望本文能让您很好的认识频谱分析仪，并最大程度的发挥该仪器的功能。第二章：频谱分析仪的基本组成本章将专注于频谱分析仪如何工作的基本理论。如今的工艺已经能够将其中很多的

14、逻辑电路使用现代数字技术替代，但是如同开始那样理解经典频谱分析仪的结构对我们来说也是非常有用的。在稍候的章节里，我们将看到数字电路带给频谱分析的功能以及优势。第3张将讨论数字工艺在现代频谱分析仪中的应用。图2-1为超外差频谱分析仪的简单框图。外差意味着混频；也就是改变频率。超的含义是说，超过音频的频率，即频率比音频高。参照图2-1的块区，我们可见输入信号通过一个衰减器，再通过一个低通滤波器（后面我们将说明滤波器为什么放置在此处），到达混频器。在混频器，输入信号与本振（LO）信号混频。由于混频器是非线性器件，它的输出将不但包括两个原始信号，也包括他们的谐波以及原始信号间进行一定运算后的其它频率。

15、如果混频后的信号属于中频（IF）滤波器的带通范围内，则会被进一步处理（放大，并进行对数化）。通过包络检波、数字化、显示，得到最终结果。一个斜坡信号发生器在显示器上产生从左到右的移动。这个斜坡信号也调整LO，因此本振的频率改变与该斜坡信号电压一致。 如果你对超外差AM收音机很熟悉，则接收普通的AM广播信号的处理过程与图2-1是非常的相似的。不同之处在于频谱分析仪的输出是显示器（而不是喇叭），且本振信号是电控的，而不是由调频旋钮控制。频谱分析仪在显示器上输出的是X-Y轴向上的轨迹，我们来分析一下我们可以获得什么信息。显示器通常在水平与垂直方向各刻了10大等分格栅格。水平轴从左到右按频率线性增加。频

16、率的设定分两步进行。首先通过（中心频率控制设定）校正中心线所在的频率，然后通过（频率范围控制）设定整个10等分的频率扫描范围（宽度）。这两个控制是互相独立的，因此如果我们改变中心频点，频率扫描范围（宽度）不会跟着改变。相应的，我们也可以设定起始、终止频率，以替代设定中心频点、频率扫描宽度。垂直轴显示的是幅度。我们可以使用线性电压轴，或者对数轴，单位为dB。由于对数轴表达的范围更大，因此比线性轴使用更频繁。对数轴允许同时显示信号变化范围70-100dB（电压比率为3200到100K，功率比率为10M到10G）。而线性轴显示的信号范围不超过20-30dB（电压比率10-32）。另外，我们给出栅格的

17、顶线，参考水平，一个绝对的数值，使用每一格的大小来确定在栅格上的其它位置的值的大小。.这样，我们能够测量一个信号的绝对值，也能测量任意两个不同信号之间的相对值。在频率与幅度上的范围校准，注释在显示器上。图2-2显示的是一个典型的分析仪的显示界面。现在，将我们的注意转回到图2-1。 RF衰减器首先分析RF输入衰减器。衰减器的目的在于确保信号进入混频器的时候处于最优的电平，防止过载、增益失真。由于衰减器是分析仪的保护电路，通常使用自动设定。设定的大小基于参考电平。不过，也可以手动进行衰减设定；最小衰减单位10、5、2、1dB。下图就是一个衰减器电路示例，最大衰减70dB，衰减步长2dB。中间的电容

18、模块用于防止分析仪被直流信号或者信号中的直流分量损坏。不幸的是，电容也衰减低频信号，加大了最低克分析频率：对一些分析仪来说为100Hz，也有些是9KHz。 在某些分析仪中，如图2-3，会加入一个振幅参考信号。该参考信号提供一个精确的频率以及幅度，用于分析仪的周期性的自我校准。低通滤波器/预选器低通滤波器阻挡高频信号到达混频器。它能阻止带外信号与本振混频而使中频部分产生不期望的响应。微波频谱分析仪将低通滤波器替换成预选器。预先器是一个可调的带通滤波器，能够滤除需要获得的信号之外的所有频率成份。在第7章中，我们更加详细的讨论输入滤波器的操作以效用的。调节分析仪我们需要知道如何调节我们的频谱仪到一定

19、的频率范围。调谐是以下几点的结合：IF滤波器的中心频率，LO的频率范围，以及外界能够到达混频器的频率（允许通过低通滤波器的）。在所有混频器的产物中，两个幅度最大的信号，也是我们最相获得的，由本振以及输入信号的差或和值频率，与本振、输入信好的频率是不同的。如果我们通过IF来检测高于或者低于本振频率的信号，调节IF滤波器的通带，使混频后的信号落入带通，被检测到，并在显示器上显示出来。我们需要调整本振频率、IF频率，产生我们所需要的调谐范围。假设需要调谐的范围为0-3GHz。选择好IF频率。首先设定IF频率为1GHz。由于该频率在我们想要的调节频率范围内，我们可输入1GHz的信号。由于混频器的输出也

20、包括原始的输入信号，因此IGHz输入信号将一直存在于混频器以及IF的输出信号中。无论本振频率如何调节，IGHz的输入信号将始终能通过系统，以一个恒定的值显示在显示器上。显然这样会产生一个漏洞，我们不能准确的检测信号，因为幅度响应与本振频率无关。因此，不可以采用IGHz的中频。因此，我们选择的中频必须比我们希望测量的最高频率高。在Agilent频谱仪中，最高可测频率3GHz，中频大约3.9GHz。记住我们想要调节的范围是0Hz到3GHz。（实际上，由于前面提到的结构上的原因我们不能从0Hz开始测量，而是从某个比较低的频率开始。）如果我们设定本振频率从IF频率开始自下而上的调节（即从LO-IF=0

21、Hz开始），至LO与IF差值覆盖所需调节的范围止。即如下等式：fsig=fLO-fIFfsig =信号频率fLO =本振频率fIF =中频如果我们想通过调节LO频率让分析仪测量一个低频，中频，或高频信号（例如1kHz,1.5GHz,或3GHz），则根据公式：fLO =fsig+ fIF我们能够得到：fLO =1kHz+3.9GHz=3.900001GHz,fLO =1.5GHz+3.9GHz=5.4GHz，fLO =3GHz+3.9GHz=6.9GHz.图2-4说明了分析仪如何调节。在该图中，fLO不能让fLO-fsig的混频成份落在IF的通带内，因此不会在显示器上显示。如果我们调整斜坡信号发

22、生器使得本振频率更高，混频产物则可能落在IF的通带内，则我们能够在显示器上看见显示。 由于斜坡信号发生器控制轨迹在显示器上的水平位置仪及LO频率，我们可以随着输入信号频率校正显示器上的水平轴。但是这样做还不够完善。若输入信号达到8.2GHz，将会怎样呢？由于本振调节范围3.9-7.0GHz，包含了频率4.3GHz,但是对8.2GHz的输入信号，这次将产生另一个混频后能到达IF的频率，而显示在显示器上：fsig = fLO + fIF该等式说明采用图2-1结构时，如果不采取措施的话，将对7.8-10.9GHz的输入频率也有响应。图2-1中的低通滤波器的作用就是阻止那些高频信号进入混频器。同时我们

23、也需要保证中频信号不进入混频器，如以前说明的，因此该低通滤波器必须对3.9GHz信号进行非常好的衰减，同时也要衰减7.8-10.9GHz。总之，对于单边带RF频谱分析仪，我们能够使用比需测量信号的最高频率还高的作为IF频率。我们可以调节本振的频率，从IF频率直到IF+测量上限频率；在混频器前加入低通滤波器以滤除低于IF频率的信号。为分离频率间隔很小的信号（参见本章后面的“分解信号”部分），某些频谱分析仪使用的中频带宽为1kHz；某些为10Hz，甚至1Hz。如此窄带的滤波器在中心频率为3.9GHz的时候是难以实现的。因此，我们使用了更多的混频步骤，典型的为2-4次混频，逐级的将频率降低到最终的I

24、F。图2-5显示了一个典型频谱分析仪可能采用的IF链路结构。对于该分析仪，完整的调节等式如下：fsig=fLO1-(fLO2+fLO3+ffinal IF)然而，fLO2+fLO3+ffinal IF=3.6GHz+300MHz+21.4MHz=3.9214GHz, 第一中频。 有些时候仅仅归一化为一次IF变频，导出同样的结论。尽管图中仅仅显示了带通滤波器，实际上在窄带中频部分包含有放大器件。在最终的IF部分包括一些附加的器件，例如对数放大器，或者模数转换器-根据某些特殊的分析仪的设计有所不同。大多数频谱分析仪允许本振频率等于或者低于第一中频。因为在本振以及中频混频器端口之间只有有限的解决方案

25、，本振会从混频器中输出。当LO=IF，LO信号将被作为一个结果，经系统分析后显示在显示屏上，就象存在0Hz的数如信号一样。这样的结果，称之为LO反馈贯通，会屏蔽那些频率很低的低频信号。因此不是所有的分析仪的显示范围包括0Hz.中频增益回到图2-1，在框图中，下一个器件是可变增益放大器。该放大器用于调节信号在显示器上的纵坐标的幅度的。当IF增益改变时，参考电平值将发生变化，保持显示的信号数值不变。一般来说，当我们改变输入衰减时，并不希望参考电平变化；因此输入衰减器与IF增益是关联调节的。若输入衰减发生改变，IF增益也将自动变化，以补偿输入衰减变化产生的影响，保证信号的显示值维持不变。分解信号经过

26、中频增益放大器，IF信号将到达模拟/数字分辨带宽滤波器。模拟滤波器频率分辨是的一个功能，用于将两个输入正弦信号分离成两个不同的响应。傅利叶告诉我们，一个正弦波信号只在一个频点拥有能量，因此我们没有任何分辨的困难。两个信号，无论在频率上如何接近，将在显示器上显示为两根线。仔细看看我们的超外差接收器，就能明白为什么信号在显示器上的响应有一定的宽度了。混频器的输出包括了本振与输入信号的差、和值，带通滤波器决定了中频频率，它选择需要的混频产物，阻挡其它的信号。由于输入信号固定，本振频率可调节，混频器的产物也跟着变化。如果某个混频产物正好通过IF，则会在显示器上显示轨迹。如图2-6。在该链图中，窄带滤波

27、器决定显示带宽，在图2-5的结构中，滤波器中频为21.4MHz。 因此两个信号的间隔必须足够大，否则的话，它们的轨迹靠得太近而看起来就象一个信号。幸运的是，频谱分析仪有选择滤波器(IF)，因此通常能够区分出两个距离非常近的信号。 Agilent的设计参考书说明，相对于IF滤波器，信号相差3dB带宽的时候，就能够被分辨出来。这个参数告诉我们两个等幅正弦信号能够被分辨出来的最小间隔。在此例中，两个信号的峰值间存在一个3dB的谷，如图2-7。信号的轨迹完全合并前可以靠的很近，但是3dB带宽能够很好的分辨出等幅信号。（两个信号频率间隔为2倍中频滤波器带宽时，即可被分辨出来。）通常我们处理的正弦信号是不

28、等幅的。小的正弦信号可能完全被淹没在大信号里面。如图2-8，整体信号轨迹看起来象一个信号，但是实际上包含两个信号：一个300MHz（0dBm），另一个300.005MHz（-30dBm）。小信号的轨迹在300MHz的大信号移开后显示了出来。 另一个关于分辨滤波器的规范：带宽选择性（或波形因素）。带宽选择性决定了不同功率的正弦信号的分辨性。对于Agilent分析仪，带宽选择性的比率从3dB带宽至60dB带宽，进行了一般性的说明。如图2-9。Agilent分析仪的模拟滤波器是四极的，同步调节设计，近似高斯型。这类滤波器的带宽选择性大约12.7:1。 例如，对于4kHz，30dB，12.7:1的带宽

29、选择性，我们应该应该选怎样的分辨带宽呢？由于在测量小信号的时候我们需要屏蔽大信号，我们不需要关注正个带宽，只需注意从滤波器中心频率到边沿的频率。为确定在确定频偏处滤波器的边沿下展情况，我们使用如下等式：.使用1KHz的分辨带宽滤波器，分辨出了更小的信号。如图2-10。 数字滤波器某些频谱分析仪使用数字工艺，以实现它们的分辨带宽滤波器。数字滤波器能够保证一些重要的特性，例如提高带宽选择性。Agilent PSA系列频谱分析仪使用的分辨带宽的解决方案都是数字的。别的分析仪，例如Agilent ESA-E系列，使用混合处理方法，用将模拟滤波器用在宽的带宽上，数字滤波器用在300Hz及以下的带宽。参见

30、第3章，可以获得更多关于数字滤波器的信息。FM残留滤波器带宽并不是唯一影响频谱仪分析结果的因素。分析仪中，本振的稳定度，尤其第一本振，也会影响结果。第一本振是一个典型的YIG调节振荡器（可在3-7GHz范围内调节）。在早期的频谱分析仪设计中，这些振荡器存在FM残留，大约1kHz或者更高。这种不稳定将传递到任何关于本振与输入信号的混频产物中，无法确定这种不稳定来源于输入信号还是本振。最小分辨带宽是这样决定的（至少是部分的决定）：第一本振的稳定度。由于YIG振荡器的FM残留，决定了无论采用什么样的改进措施，此类分析仪的典型最小带宽为1kHz。然而，现代分析仪能够改进FM残留。例如，Agilent

31、PSA系列分析仪的FM残留为1-4Hz，ESA系列分析仪为2-8Hz。这就允许带宽可低至1Hz。因此现在我们在频谱分析仪上看见的任何不稳定可确定是来源于输入信号。相位噪声尽管我们不能够直接的得到频谱仪的本振系统的频率不稳定度，还是观察到本振频率或相位的不稳定的表现。即相位噪声（有时也称作变带噪声）。没有振荡器是完全稳定的。在某些程度上，或多或少的存在着随即噪声对频率及相位调制。如前面提及的，本振的任何不稳定都将影响到混频产物。而本振相位-噪声调制边带会影响到显示在显示器上的任何频谱分量，且远在系统的背景噪声之上（图2-11）。显示的频谱幅度与相位噪声都是本振稳定程度的函数。本振越稳定，相位噪声

32、越小。频谱幅度也是分辨带宽的函数。如果我们减小分辨带宽10倍，显示的相位噪声水平则减小10dB。 相位噪声谱的形状是分析仪设计的函数，特别是超外差类型所使用的索相环的本振的稳定度。某些分析仪，相位噪声完全基于索相环的带宽。另一些分析一的相位噪声则随着信号频率的变化而变化。相位噪声使用的单位为dBc（与载体相关的dB），归一化到1Hz带宽的噪声功率。某些时候，特指在特定的频率偏差处；也有些时候，会给出一条曲线已显示在某个偏差范围内的相位噪声特性。总之，我们仅仅能从窄带分辨滤波器中看到频谱分析仪的内在相位噪声，它能够让这些滤波器的低沿边的模糊。使用前面提到的数字滤波器也不能改善这种影响。对于宽带滤

33、波器，相位噪声被隐藏在滤波器本身的下沿中，象前面讨论的两个不等幅正弦信号那样。某些现代频谱分析仪允许使用者选择不同的本振频率稳定度，以在不同的测试条件下优化相位噪声。例如，PSA系列频谱分析仪提供如下三种不同的模式：最优相位噪声，载频频率偏差小于50kHz;最优相位噪声，载频频率偏差大于50kHz;快速测试状态下的最优本振。.此处省略PSA、ESA宣传若干（2段）.在任何情况下，相位噪声是一个频谱仪分析出信号的不同幅度的最终极限。如图2-13显示，我们也许能够分辨出基于3dB带宽与选择性的两个信号，却发现相位噪声掩盖了那小信号。 扫描时间模拟分辨滤波器如果仅仅将分辨率作为我们评判频谱分析仪性能

34、的标准的话，我们尽可以将分析仪的中频分辨滤波器设计得最窄。但是分辨率影响扫描时间，我们对扫描时间是非常关注的。扫描时间直接影响多长时间能够完成测量。之所以采用不同的分辨率，是因为中频滤波器是带宽限制电路，充电、放电需要一定的时间。如果扫描混频产物太快，将会有一部分结果会丢失而不被显示出来，如图2-14（本章后面，“探测器包络”）。.此处省略若干段关于扫描时间与滤波器关系的推导、说明. 数字分辨滤波器Agilent频谱分析仪使用的数字滤波器对扫描时间的影响与前面讨论的模拟滤波器对扫描时间的影响不同。对于扫描分析，数字滤波器的工作速度提高了2-4倍。FFT类型的数字滤波器表现更好。这样的改变是由于

35、信号处理是基于频率块，与特定的分析仪有关。例如，如果频率块为1kHz，则当我们选择10Hz分辨带宽，分析仪则将每个1kHz的块分成100的10Hz连续频率块进行处理。如果数字处理是即时的，则有望将扫描时间减小100倍。实际上没有能够做到减小那么多倍，但是也是非常大的。在第三章中有更多关于使用数字滤波器的好处的介绍。包络检测器频谱分析仪将IF信号通过包络检测的方式转化为视频信号。以最简单的形式，一个包络检测器包含一个二极管、电阻负载、低通滤波器，如图2-15。在此例中，IF输出是一个调幅正弦波，加在包络检测器上。探测器的响应则是IF信号的包络；不是IF正弦波的瞬时值。 对于大多数测量，我们选择足

36、够狭窄的分辨带宽，以分辨输入信号的每个频谱分量。如果我们固定本振频率，频谱仪只显示信号的某个频点，IF的输出则是个具有恒定峰值的稳定正弦波。包络检测器的输出则是一个直流电压。然而，某些时候我们故意选择的分辨带宽宽度足够包括2个或者更多的频谱分量；某些时候，却由不得我们选择：频谱分量的距离小于我们的最小带宽。假设仅仅两个频谱分量在通带中，两个正弦波互相影响，随着相位的变化，产生一个拍频，包络会发生变化，如图2-16。 中频分辨滤波器的通带宽度决定了中频信号包络可变的最大速率。该带宽决定了两个输入正弦波的最大距离：在混频后，该范围内的信号才能同时通过滤波器。假设最终中频为21.4MHz，带宽100

37、KHz。两个间隔100kHz的信号产生21.35及21.45MHz的混频产物，符合条件。参看图2-16。检测器能够检测到这两个信号产生的包络，而不是21.4MHz的。包络检测器可以使频谱分析仪作为电压计使用。假设重复上面的情况，有两个等幅信号同时包括在IF的通带内。功率计能显示的功率比每个单独信号功率都高3dB，也就是说，显示的是两个功率的和。假设两个信号足够接近，分析仪调谐到二者中间，而滤波器对二者的衰减可忽略不计，则由于拍频效应，分析仪上显示的电压值会在0（对数轴上的最小值）到单个信号幅度+6dB 之间变化。其原因就是两个信号频率不同，因而相位相对会有变化。显示器.没什么技术内容，广告。检

38、测器类型由于检测过程中将每个测试频带分成若干的测试小块，从而有检测器可分为如下6类：采样正峰（或简称 峰 ）负峰普通均值准峰前面三个很容易理解。（采样表示普通的杂纹。）后三者较复杂，将在后面讨论。 采样检测参见图2-19，我们简单的选择数据点，在每个频率小块中心的即时信号强度。这就是采样检测模式。为了让轨迹保持一个连续的显示，我们设计一个系统，在每个点之间画连线。当然，在轨迹中有越多的点，则与模拟信号越接近。.省略广告宣传若干.虽然采样检测模式对随机噪声能很好的鉴定出来，却不能很好的分析正弦信号。当分辨带宽比采样间隔狭窄的时候，采样模式给出的结果会出错。图2-22说明了这一点。 峰值（正）检测

39、一个确保所有正弦信号能显示真实值的方法是在每个频率小块显示最大值。该方法在检测正弦波的时候可确保不丢失正弦信号，无论分辨带宽与采样宽度。但是，与采样模式不同，峰值检测对随机噪声响应不好，因为它只检测每个测试块中的最大值，而忽略了噪声的随机性。因此频谱分析仪通常使用峰值检测模式，不过也提供采样模式作为备选。负峰值检测负峰值检测每个检测块中的最小值。大多数频谱分析仪有此模式，不过很少用到。在后面的说明中有为什么存在负峰值检测。普通检测为了比峰值模式更好地显示随机噪声，同时避免采样模式下的信号丢失问题，普通模式应运而生。.省略各种详细说明.平均检测.平均及准峰值检测平均检测的一个重要应用是电磁干扰。

40、在这种情况下，电压平均，用于测量窄带信号，该窄带信号可能被宽带脉冲噪声屏蔽。平均检测在EMI设备中的作用是检测信号的包络；这个信号通过的是一个比RBW更窄的低通滤波器。该滤波器将高频信号处理成噪声。准峰值检测器也用于EMI测试。更有利于峰值检测。被测信号的重复率减少时，QPD的测量值也减少。因此，一个有很大脉冲信号，但是重复出现的频率很低，则它的准峰值结果会比同幅度但是出现频率很高的信号的准峰值测量结果要小。均匀化处理在频谱仪中，有几种平滑包络幅度的处理。第一种，平均检测，如前。后两种：视频滤波、轨迹均匀化，将在下面讨论。视频滤波辨识与噪声接近的信号不仅仅是EMC测试的问题。频谱分析仪显示信号

41、、及其本身的内部噪声。如图2-27。为减少噪声对显示的信号的影响，我们通常平滑或者均匀化显示内容，如图2-28。可变视频滤波器就是用于这个用途。视频滤波器是低通滤波器，接在包络检测器后面，决定最终被显示出来的视频信号的带宽。. 最显著的效果是在测量噪声，尤其使用大的分辨带宽的情况下。当我们减少视频带宽时，噪声的峰-峰变化值随之减小。VBW:RBW的最佳比值为1:100.在正峰值检测模式下，如果VBW>RBW，改变RBW并不会改变噪声的峰-峰平整度；如果VBW<RBW，改变VBW会影响噪声水平，而平整度不会改变，因为分析仪只显示噪声峰值。然而，噪声水平看起来随着VBW发生改变是因为平

42、均值改变，因为平滑了噪声的包络，峰值也改变。参见图2-30。 .省略.轨迹均匀化均匀化的原理，是直接对包络求均值，消除高频毛刺。.省略.参见图2-31，2-32。 时间控制时间控制频谱分析允许我们获得信号的频谱信息，这些信号占用同一频谱，时间上是分开的。使用一个外部出发信号，调整这些信号的每个部分，我们能够进行如下操作：可测量任意几个时分信号中的一个；例如，可单独测量占用同一频率的两个时分信号的频谱。测量TDMA系统的某个时隙的信号排除干扰信号，例如周期性的脉冲边沿现象（只在信号中占用有限时间）。为什么需要时间控制传统频域频谱分析只提供确定信号的有限信息。而类似如下的信号则很难分析：脉冲RF时

43、间复用时分复用（TDMA）隔行扫描或间断扫描突发调制.省略说明文字若干.有三种普通的方式进行时间控制：FFT视频扫描FFT方式.视频方式.扫描方式.第三章 数字中频概述自1980年代以来，在频谱分析领域影响最深远的是数字工艺部分的替代了模拟电路的应用。随着高效模-数转换电路的普及，比数年前的设计要更早的实现了输入信号的数字化。最重要的变化是在IF部分。数字中频，极大的影响着频谱仪的性能，通过使用先进的DSP工艺，在速度、准确度、以及测量复杂信号的能力上有极大的提高。数字滤波器传统的LC、晶振滤波器还处在1kHz或者更宽的RBW的时候，使用数字工艺能实现的最小带宽为1Hz-300Hz。图3-1中

44、，线性模拟信号经过混频下移到8.5kHz的中频，而通过了带通滤波器的仅仅1kHz。IF信号经过放大，然后以11.3kHz的速率进行采样、数字化。 在数字形式下，信号采用快速傅利叶变换运算。要变换到合适的信号，分析仪会固定本振。也就是，变换处理的是时域信号。ESA-E系列分析步长频率为900Hz，当我们选择某个固定的数字分辨带宽时，扫描不是连续的。在显示器上可以看到这样的每个步骤，以900Hz的速度更新数字处理的完成结果。别的型号的频谱分析仪-PSA系列，也有使用全数字中频的，所有的分辨带宽滤波器采用数字化。使用数字处理的一个主要好处是带宽选择性为4：1。该选择性是基于最窄的滤波器，用于分辨频率

45、最接近的信号。.省略为什么能得到这样的选择性的推导.全数字中频.没有必要了解的细节、优点.传统信号处理IC.也没有必要仔细了解.附加视频处理特色VBW滤波器通常平滑在对数量级的信号.频率计数扫描频谱分析仪通常有个频率计数器。该计数器计算某一频率与已知标准本振的频率偏差。如果该计数允许运行1秒，分辨率可达到1Hz。由于数字的同步本振以及全数字RBW，分析仪的频率精确度非常好（扫描带宽的0.1%）。另外，频率计数器不仅仅观察零交叉，也包括相位的改变。也就是说，能够在0.1秒内分辨出10MHz的频率。在这种设计下，分辨频率能力不仅仅受限制于频谱仪，也决定于被计数的信号的噪声。关于全数字中频的更多优点

46、.省略若干段.第四章 幅度与频率的准确度现在我们能够看到显示屏上的信号，让我们看看幅度的准确度，或者，幅度的不确定度。有两个术语：绝对不确定度；相对不确定度。在讨论这些不确定度前，先回顾模拟扫描调节频谱仪的框图。如图4-1，看看是什么原因影响了不确定度。本章后面可以看到数字IF以及一些校准工艺可以减小测量的不确定度。 对不确定度有影响的部分：输入连接器（不匹配）RF输入衰减器混频器、输入滤波器（平坦度）IF增益/衰减（参考电平）RBW滤波器显示界面失真（由于对数放大器并不是完全符合对数关系）校准（没有画出）在测量的不确定中，一个重要的、却常被忽视的因素就是阻抗不匹配。分析仪没有一个完美的输入阻

47、抗，信号远没有理想的输出阻抗。当不匹配存在时，入射与反射信号向量有可能叠加，也可能相消。这样，接受道德信号就有可能比原始信号大，也许小。在多数情况下，由不匹配造成的不确定度比较小。但是，在近些年由于频谱仪的幅度精确度有了很大的提高，阻抗不匹配造成的不确定度在总的测量不确定度中占有了更大的比例。无论怎样，提高信号源、以及分析仪的匹配都能够减小不确定度。.大串的说明.输入衰减器.输入滤波器.对频率不确定度的影响：混频器，本振。.省略大段为什么有影响的原因.相对不确定度当我们对一个输入信号进行相对测量时，我们必须使用该信号的一部分或者另一个不同的信号作为参考。例如：当我们进行二次谐波失真测量，我们使

48、用基波作为参考。绝对值并没有显示出来；我们仅仅在意二次谐波相对于基波的幅度关系。假设在某次很差的情况下，信号的基波在某点的频率响应达到最高，而相对应的谐波在其频点的响应却是最低的；与之相反的情况也容易想象。这样，如果象图4-2那样相对频率响应容限为±0.5 dB，则总的不确定度则要翻倍，达到±1.0 dB。 有可能这两个被测试的信号处于频谱仪的不同频段。在这种情况下，总体的不确定度必须仔细分析，应考虑两个频段之间的不平坦度。其它的不确定度有可能与相对测量无关，例如RBW开关不确定度，或者参考电平精度；这些通常同时作用于两个信号。绝对幅度精确度几乎所有的频谱分析仪都有一个内在

49、的校准源，提供一个已知的参考信号，拥有确定的幅度与频率。然后根据分析一的相对精度将别的信号的相对频率与幅度校准成绝对值。频谱分析仪通常有一个绝对频率响应参数，在该平坦的曲线上，校准信号作为参考零点。Agilent的为50MHz。.提高总体不确定度当我们第一次看测量的总不确定度时，我们可能会把所有不确定度相加。最坏的情况就是这个最大值。由于每个不确定度源可认为是互相独立的，因此，采用均方差。无论我们计算的是最坏的情况，还是使用均方差误差，都可以采取某些措施以改善这种情况。.其中一项，注意仪器的自动校准.规范，典型值，标称值评价频谱仪的准确度的时候，要明确的理解分析仪说明书中的不同参数的意义。Ag

50、ilent公司有三个定义：规范：描述仪器在0-55°C情况下保证能达到的参数特性。即，无论怎样恶劣的情况，都能100%符合规范值。另外注意的，有些是采用95%或“2 sigma”作为规范要求。因此，需要仔细观察，以比较不同厂商设备的性能。典型值：在温度20-30°C的情况下，80%-95%的可能性会是这样的准确度。标称值：在期望的条件下，应该会有的期望的精确度。但是没有产品保证一定这样。数字IF部分在前面的描述中，数字中频结构能消除或减小许多不确定的情况，包括：参考电平的准确度（IF增益不确定度）确保消除IF增益不确定度。显示界面失真.RBW开关不确定度.数字滤波器可重复测

51、量，因此可极大的减小误差。.例子：.频率准确度前面，一直都是专注于幅度测量。在频域测量，同样的也存在绝对与相对误差。绝对测量用于测量某一特殊信号的频率。如，测量一广播发射信号，验证是否工作在其分配的频率上。也用于分析不期望的信号，例如谐波搜索。相对测量，用于测量信号频谱分量间的距离，或者调制频率为多少。上溯到1970年代末，绝对频率的不确定度只能测量到MHz级别，因为第一本振使用一个高频振荡器，工作于比分析仪射频区域还高的频率。无法使本振的频率精确度提高。现在，本振同步与更精确的频率。.大量关于频率稳定度的介绍.第5章 灵敏度与噪声灵敏度频谱分析仪的一个首要应用就是能发现并测量低电平信号。而这

52、个测量的限制来源于频谱仪本身产生的噪声。该噪声由电路中各个器件的电子随机运动所产生，并被各级放大器放大，作为噪声信号在分析仪上显示出来。在频谱仪中，通常有 显示的平均噪声水平 这一参考(DANL)。该噪声功率是我们测量小信号的底线，无法测量比DANL更低的信号。.大串的说明介绍.虽然输入衰减器、混频器、以及其它介于第一增益放大器与输入连接器之间的电路器件对实际系统的噪声影响很小，但是由于它们衰减了输入信号，因此会显著的影响分析仪显示小信号的能力，劣化信噪比，降低灵敏度。.从1970年代后期开始，新的频谱分析仪的内部微处理器改变IF增益以补偿输入衰减。随着输入衰减的改变，显示的噪声也跟着改变，但

53、是信号值的大小不变。因此，我们可以使用最小的输入衰减，以获得信号的最好信噪比。分辨带宽也影响信噪比，或者灵敏度。分辨(或称IF)带宽滤波器在第一增益放大器后面，通过滤波器的总的噪声功率由滤波器的带宽决定。改噪声被检测，并最终到达显示器。.因此如果我们改变分辨带宽10倍，显示的噪声也会改变10dB，如图5-2。对于连续波信号，我们获得最佳信噪比，或者最好的灵敏度，使用频谱仪的最窄分辨带宽。 频谱分析仪显示信号+噪声，因此低的信噪比让信号很难辨识。前面提到视频滤波器可用于噪声信号的起伏，同时却不影响常数信号。图5-3显示视频滤波器能够提高小信号的辨识能力。需要注意的是，视频滤波器不会影响噪声的平均

54、功率水平，也就是说不会影响分析一的灵敏度。 总之，使用窄带信号，选择最小的分辨带宽，使用最小的输入衰减，能够获得最好的灵敏度。也就是最好的信噪比。我们也可以选择最小的视频带宽以帮助我们平滑噪声，以分辨出小信号。当然，窄的分辨率以及视频带宽将提高扫描时间。噪声系数许多接收器制造商特别说明他们的接收器的噪声系数非常好，甚至超过了对灵敏度的强调。实际上，二者是等价的。假设我们接收的是一个正弦信号输入。噪声系数定义：输入信噪比与输出信噪比的比值。首先，输出信号是输入信号乘以增益；其次，归一化处理，假设输出信号等于输入信号。则：最终单位增益下，噪声系数为：输出噪声与输入噪声功率比值。.经过大段推理，证明

55、噪声系数就是灵敏度。预放介绍噪声系数的原因在于，理解这个概念能够帮助我们判断，使用预放能够让我们获得什么样的好处。24dB的噪声系数，对于一个频谱仪来说很不错，但是对于一个接收机来说就非常不好了。但是，在频谱分析一的前端放置一个合适的预放，我们就能够使整个系统的噪声系数比单独使用频谱分析仪的噪声系数要低。为进一步降低噪声系数，我们还需要提高系统的灵敏度。.一大堆的理论推导，让人头晕死了.引入预放能提高系统灵敏度、降低输出噪声电平的原因，个人总结如下：一个元器件在某一情况下引入的噪声是恒定的，如果输入信号很小，则相对来说它输出部分的信号与它引入的噪声差别就小了；如果输入大信号，则相对来说，它引入的噪声就很小。因此，尽量使用大的输入信号，这就是引入低噪声放大器的意义。噪声信号前面讨论的是测量系统产生的噪声。某些时候我们也需要测量信号里包含的随机噪声。由于噪声的自然特性，导致超外差频谱分析仪测得的值比实际噪声值要低。随机噪声的瞬时幅度满足高斯分布。例如，热噪声、Johnson噪声。噪声的幅度值使用