单相AC-DC变换电路 2013年全国大学生电子设计竞赛广东省赛区一等奖

1、单相AC-DC变换电路摘要：以功率因数控制芯片MC33262为核心，设计并制作了一种恒压输出、高功率因数、高效率的AC-DC变换器。主电路采用两级结构，前级为临界导电模式（BCM）Boost有源功率因数校正(APFC)开关变换器，由电压和电流反馈构成双环控制系统，使输入电流峰值正弦化，实现功率因数校正；后级为Buck电路，降压并稳定输出36V。MC33262功率因数控制芯片能实现开关管零电流导通控制，大大降低了导通损耗；通过STM32 SPI、ADC和快速傅氏变换（FFT）运算，实现对PF值的测量和显示；实现硬件过流保护。经测试，在2030V交流输入电压范围内，系统直流输出电压能稳定在36V，

2、功率因数达0.99以上，效率达90%,负载调整率和电压调整率为0，整体性能优越。关键词：单相AC-DC变换；有源功率因数校正（APFC）；临界导电模式（BCM）；Boost变换器；MC33262目录1. 设计任务及要求31.1 设计任务（见附录）31.2 技术指标（见附录）32. 系统设计32.1 方案论证及选择32.1.1 功率因数校正电路方案32.1.2 APFC中DC-DC变换器方案42.1.3 Boost变换器工作模式方案42.2 整体设计框图43. 理论分析与计算43.1 提高效率方法43.2 功率因数调整方法53.3 稳压控制方法64. 单元电路设计64.1 AC-DC变换器设计6

3、4.1.1 APFC电路64.1.2 降压电路84.2 单片机控制电路设计94.3 过流保护电路设计95. 软件设计105.1 程序设计思路105.2 程序流程图115.2.1 主函数流程图115.2.2 功率因数计算流程图126. 系统测试126.1 测试仪器（见附录）126.2 测试条件及结果126.2.1输出直流电压测试126.2.2 负载调整率测试126.2.3 电压调整率测试136.2.4输出过流保护测试136.2.5 交流输入侧功率因数测试136.2.6 AC-DC 变换电路效率测试136.2.7 功率因数控制测试136.4 测试结果分析137. 总结14参考文献14附录141.

4、设计任务及要求1.1 设计任务（见附录）1.2 技术指标（见附录）2. 系统设计2.1 方案论证及选择2.1.1 功率因数校正电路方案方案一：LC校正电路根据电感电流不能突变的原理，整流后采用LCC滤波电路,可在一定程度上提高功率因素PF，一般可达0.80.9。优点是电路简单、可靠性高、成本低、EMI小；缺点是体积大、重量重，电感损耗较大，PF很难接近1。方案二：填谷式PF校正电路使用电容C1C2及二极管D5D7构成填谷式滤波电路，扩展了整流二极管电流波形导通角，二极管D6后可串联浪涌电流限制电阻R，可将PF提高到0.80.9之间。该电路优点：体积略小于LC校正电路，可靠性高，EMI小，PF也

5、容易达到0.85以上；缺点是输出功率小，只能用在输出功率小于25W的AC-DC变换器中，损耗相对较大，输入电压允许变化范围小，一般不超过15%。电路原理图如图2.1所示。图2.1 填谷式电路方案三：有源功率因素校正(APFC)电路在整流器与负载之间插入具有特定功能的DC-DC变换器，使输入电流波形尽可能接近正弦波，构成有源功率因素校正电路（APFC）。该技术优点是：电路体积小，校正后的PF接近1；输入电压变化范围大，目前支持全电压范围(90V265V)的APFC电路技术非常成熟、应用也很普及，因此在输出功率为20W300W的AC-DC变换器中使用APFC电路来改善电流波形THD参数较为合适。缺

6、点是：该电路相对复杂，成本较高。方案选择：综合以上分析，采用方案三，即有源功率因素校正（APFC）电路。2.1.2 APFC中DC-DC变换器方案方案一：Buck-Boost变换器Buck-Boost变换器的电压增益随占空比D变化，可以降压也可以升压，能满足题目24V交流输入，36V直流输出的要求，且电路设计简单。缺点是Buck-Boost电路输入、输出电流皆有脉动，使得对输入电源有电磁干扰且输出纹波较大，PF较小，需添加输入、输出滤波器。方案二：Boost变换器APFC中的DC-DC模块采用Boost变换器升压，后级再串接不共地Buck电路降压到题目要求的36V直流。Boost变换器输入端与

7、大电感相连，电流连续性好，电网瞬态输入电流与瞬态输入电压成正比，电流波形失真小；开关管源极与桥式整流器负极相连，致使开关管驱动容易；输出相同功率电感体积小，效率高，更适合作为小功率APFC变换器的主电路。方案选择：综合以上分析，采用方案二，即采用Boost变换器。2.1.3 Boost变换器工作模式方案方案一：连续导电模式(CCM)，其电感电流连续，纹波小，但是开关损耗较大，控制方法和电路结构较为复杂，适用于大功率产品。方案二：临界导电模式（BCM）其优点是：校正后的PF容易接近1，因为在BCM模式中，一个开关周期内电感电流平均值近似等于输入电流的瞬时值；每个开关周期，电感电流均从开0开始，因

8、此开关管Q几乎不存在开通损耗，而只有导通损耗和关断损耗，即开关管损耗相对较小，适用于中低功率产品。方案选择：综合以上分析，采用方案二，即采用临界电流模式（BCM）。2.2 整体设计框图图2.1 系统整体框图3. 理论分析与计算3.1 提高效率方法经分析计算，本设计的工作损耗主要有三个方面。与开关频率有关的损耗，包括开关管的开关损耗、变压器的铁损、电感的铁损以及吸收电路的损耗。通态损耗，包括开关管的导通损耗、变压器的铜损、电感的铜损以及线路损耗。其他损耗，如控制电路损耗。本设计从以下方面减小损耗以提高效率：（1）选取合适的开关管采用N沟道增强型绝缘栅极场效晶体管（MOSFET）作为开关管，其导通

9、电阻小、开关损耗小、 工作频率较高，适用于中低功率场合。开关管平均电流：ISW=IIN=DmaxIO (IIN为电源输出平均电流，Dmax为输入电压最小时的最大占空比，IO为输出电流)开关管截止时承受的最大电压为输入电压最大值UINmax与输出电压UO之间的压差，为尽量减小开关导通损耗，选取开关管的开关电流容量ID3ISWram，瞬态最大电流ImILPK(电感峰值电流)。（2）选取合适的开关频率为降低开关损耗，应尽量降低工作频率；但为了避免在最小开关频率处出现人耳能感知到的噪音。综合考虑后，选取开关频率为20kHz。（3）开关管零电流导通控制场效应管晶体管的导通受控于MC33262芯片内的零电

10、流检测器，当零电流检测器中的电流降为零时，MOEFET导通，此时电感开始储能，电流增加，实现零电流导通控制。3.2 功率因数调整方法为提高负载能量的利用率、减小对电网和其他用电设备造成严重的谐波污染，需在桥式整流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路。功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值。即PF=PS=Uin×I1×conUin×Iin=Kdcon式中： Uin 表示输入电压有效值； Iin 表示输入电流有效值； I1 表示输入基波电流； con 表示基波电压与基波电流之间的相移因数 Kd=I1Ii 表示输入电流失真系数由上式可

11、知，要提高功率因数有两个途径：（1）使输入电压与输入电流同相位。此时con=1,PF=Kd；（2）使输入电流正弦化，即Ii=I1(谐波为零)，有I1Ii=1, PF=Kdcon=1，从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪输入电压波形，使输入电流波形成正弦波，并且和输入电压同相位。如图3.1所示。图3.1 峰值法控制时电感电流波形图结合题目要求，本设计采用BCM模式下的电流峰值控制法使输入电流正弦化，从而实现功率因数校正。3.3 稳压控制方法闭环稳压控制的实现方法如图3.2所示。在输出端，通过电阻分压取样，并与设定的基准电压对比进行差分放大，再反馈到占空比调整电

12、路，从而实现闭环稳压控制。差分放大电路使用3型补偿网络（快速补偿网络），减小线路中的谐波对电路造成影响，提高整个环路的稳定性。图3.2 闭环稳压控制4. 单元电路设计4.1 AC-DC变换器设计设计要求AC-DC变换器输入交流电压范围在20V30V，输出36V直流电压。直流36V转换成交流约为25.5V(36225.5),如果采用一级Boost APFC电路直接稳压输出36V，AC-DC变换器输入交流电压必须小于25.5V，小于设计要求范围。因此，本设计采用两级结构，前级为Boost 有源功率因数校正（APFC）电路，调整功率因数并升压至80V；后级为降压电路，将电压稳定输出为36V直流。4.

13、1.1 APFC电路 BCM模式Boost APFC电路如图4.1所示，APFC电路以功率因数补偿控制芯片MC33262为核心，引入了电压和电流反馈构成一个双环控制系统，外环实现输出电压稳定，内环实现输入电流整形使之成为与电压同相位的标准正弦波。场效应管晶体管（Q1）的导通受控于MC33262芯片内的零电流检测器，当零电流检测器中的电流降为零时，MOEFET导通，此时电感开始储能，电流增加，实现零电流导通控制。一方面减小了后级整流二极管的恢复时间，另一方面也提高了系统的功率因数。图4.1 有源功率因数校正电路根据题目要求及具体设计，设定以下参数：输入电压最小值UINmin=20V；输入电压最大

14、值UINmax=30V；输出功率PO=76W；输出电压Uout=80V；功率因数PF=0.98；效率=0.99；开关频率fsw=25kHz；BPK=0.25；控制芯片供电电压UIC=12V；纹波电压UO(P-P)=1V可计算得到：电感峰值电流最大值ILPKmax=10.98；电感电流有效值ILrmsMAX=4.48 A；电网最大电流IINPmax=5.49 A；电网最大电流有效值IINmax=3.88A；最大导通时间TonMAX=25.86 s；（1）电感设计电感量：L=×PF×UINmin22PO66.62 H(2)磁芯体积计算：磁导率e取200，考虑选用EE40磁芯，该

15、磁芯参数Ae=9810mm2,Le=138.294mm,Aw=77mm2Ve=2.512×eBPK2×PIN×TonMAX16136 mm3（3）绕线匝数计算N>LILPKACB=21.16，取22匝（4）绕线直径计算在80oC时，两倍趋肤深度：2=2×7.4fsw=0.936 mm电流密度J=4.5A/mm2，股数n=8，绕线直径：d=2ILrmsMAXn××J0.49 mm（5）磁芯气隙长度计算=4ACNP2LP-AL1.77 mm（6）输出滤波电容根据经验值取C=3024 F（7）开关管选择开关管最大电流应该等于电感最大电

16、流，即IQmax=ILPKmax=10.89A开关管承受的最大电压辅助供电绕组匝数N1=6.36UQDS=NN1×UIC+Uout+UO(P-P)+20=144 V (取20V余量)(8)续流二极管选择续流二极管最大电流应该等于电感最大电流，即IQmax=ILPKmax=10.89A续流二极管承受最大的电压UDmax=Uout+20=100 V (取20V余量)4.1.2 降压电路后级为降压电路，采用Buck拓扑。Buck电路由脉宽调制芯片、开关管、电感、续流二极管组成，如图4.2所示。经过分析对比，脉宽调制芯片选用UC3842，该芯片集成了振荡器、具有高温补偿的高增益误差放大器、电

17、流检测比较器、图腾柱输出电流、输入和基准欠电压锁定电路以及PWM锁存器电路。能直接驱动双极型的功率管或场效应管，电压调整率可达0.01%，工作频率最高达500KHz，启动电流小于1mA。电路选用MOSFET管作为开关管；且输出滤波电容由低频滤波性能良好的大容量电解电容与高频滤波特性良好的小容量CBB电容组成，为防止自激，还需增加输入滤波电容。4.2 降压电路4.2 单片机控制电路设计系统选用基于Cortex-M3内核的STM32F103系列单片机的控制电路作为最小系统，并附带了按键、ADC接口和SPI液晶屏接口等，以实现PFC测量、液晶显示等功能。电路如图4.3所示。图4.3 STM32最小系

18、统4.3 过流保护电路设计本设计输出过流保护电路如图4.4所示，该电路由MOSFET管、12V稳压管、27V稳压管、可控精密稳压源TL432组成。通知电路网络，可设置电流阈值为2.5A。当在阈值范围内，栅极电压为12V，电路正常输出36V；超过阈值时，稳压管ZMM1导通，电路进入保护状态，输出2.5V。图4.4 过流保护电路5. 软件设计5.1 程序设计思路本系统程序设计使用keil C语言编程平台实现了以下功能：（1）运用了操作系统的概念，对各事件实现了任务化管理控制，提高了软件系统的整体效率和处理能力；（2）如图2.1所示，在交流输入端，使用STM32的12位ADC精确获得取样电阻RS两端

19、的电压，从而得到输入电流Ii，并利用快速傅氏变换(FFT)得到各次谐波分量，取其基波分量即为电流的基波分量I1；利用分压法取样可获得输入电压Ui；将电压电流半波整流后经过比较器整成脉冲波，通过脉冲波的上升沿触发时间间接可计算得到电压电流的相位差。根据PF=I1Ii×con，可实现PF的测量。（3）使用STM32的串行外设接口(SPI)驱动LCD12864，显示输入电压有效值、有功功率、PF值以及各谐波分量。5.2 程序流程图5.2.1 主函数流程图5.2.2 功率因数计算流程图6. 系统测试6.1 测试仪器（见附录）6.2 测试条件及结果6.2.1输出直流电压测试在输入交流电压Us=

20、24V、输出直流电流Io=2A条件下，测量输出电压。测量数据如下表所示。输入交流电压Us/V输出电流Io/A理论输出电压/V实际输出电压UO/V差值/V2423636.00输出电压能稳定在36.0V,符合设计要求。6.2.2 负载调整率测试当 Us=24V，Io 在 0.2A2.0A 范围内变化时，测量计算负载调整率。测量数据如下表所示，其中UO1为IO=0.2A时的直流输出电压，UO2为IO=2A时的直流输出电压，负载调整率SI=UO2-UO1UO1×100%。UO1/VUO2/V负载调整率SI36.036.006.2.3 电压调整率测试当 Io=2A，Us 在 20V30V 范围

21、内变化时，测量计算电压调整率。测量数据如下表所示，其中UO1为US=20V时的直流输出电压，UO2为US=30V时的直流输出电压，电压调整率SU=UO2-UO136×100%。UO1/VUO2/V负载调整率SU36.036.006.2.4输出过流保护测试加重负载，使电流增大，测试过流保护功能。测量数据如下表所示。设定电流阈值/A实际动作电流/A差值/A2.502.230.27测试分析，电路能实现过流保护。6.2.5 交流输入侧功率因数测试在 Us=24V，Io=2A，Uo=36V 条件下，使用单相电参数测量仪测量AC-DC 变换电路交流输入侧功率因数。测量数据如下表所示。输入交流电压

22、Us/V输出电流IO/A输出电压UO/V功率因数242360.996功率因数达0.996，符合题目要求。6.2.6 AC-DC 变换电路效率测试在Us=24V，Io=2A，Uo=36V 条件下，测量计算AC-DC 变换电路效率。测量数据如下表所示，其中效率=POPS×100%=UOIOUSIS×100%。输入功率/W输出电流IO/A输出电压UO/V效率84.423685.3%测试分析，效率为85.3%。6.4 测试结果分析通过实际测试数据可以看出，本系统能够满足题目的全部基本部分要求与发挥部分要求。（1）功率因数分析：本系统设计采用了MC33262高精密功率因数控制器。其引

23、入了电压和电流反馈构成一个双环控制系统，使功率因数稳定在0.99。（2）效率分析：经测试，本系统效率为90%，未达到发挥部分要求的95%，经测量和分析，主要无功功率耗散在整流桥和开关管。7. 总结（1）本系统AC-DC变换器采用了有源功率因数校正，以MC33262为控制核心，可有效将功率因数调整至0.99，同时，MC33262内置的零电流检测器，实现了开关管零电流导通控制，大大降低了导通损耗。输入端有EMI滤波电路，输出端有稳压控制和过流保护模块。经测试，整机性能可靠。（2）单片机控制部分采用了基于ARM Cortex-M3内核的STM32，运行模式动态功耗低至150A/MHz、且集成了丰富的

24、数字和模拟外设与接口(如12位ADC和18MHz SPI)，简化了控制电路，也降低了控制功耗；STM32F103RCT6内置flash达256KB,可实现256点FFT运算，实现了功率因数测量。（3）由于设计与制作的时间紧张，系统仍有改进空间。如：优化电路拓扑结构、选择更为性能更好的元器件，减少损耗从而提高效率。参考文献1 童诗白，华英成. 模拟电子技术基础M.北京：高等教育出版社，2006.2 刘军. 例说STM32M.北京：北京航天航空大学出版社，2011.3 张晓丽. 数据结构与算法M.北京:机械工业出版社，2002.4 Sanjaya Maniktala. 精通开关电源设计M.北京:人

25、民邮电出版社，20125 张占松，蔡宣三. 开关电源的原理与设计.修订版M北京：电子工业出版社，2004.6 Keith BillingsSwitchmode Power Supply Handbook. Second Edition. 开关电源手册M北京：人民邮电出版社，20077 Abraham I. Pressman. Switching Power Supply Design. Second Edition. 开关电源设计M北京：电子工业出版社，20058 Colonel William T. McLymanTransformer and Inductor Design Handboo

26、k. Third Edition. 变压器与电感器设计手册M北京：中国电力出版社，2009附录设计任务及要求设计任务设计并制作如图 1 所示的单相 AC-DC 变换电路。输出直流电压稳定在 36V，输出电流额定值为 2A。图1 单相 AC-DC 变换电路原理框图设计要求（1）在输入交流电压 Us=24V、输出直流电流 Io=2A 条件下，使输出直流电压Uo=36V±0.1V。（2）当 Us=24V，Io 在 0.2A2.0A 范围内变化时，负载调整率 SI 0.5%。（3）当 Io=2A，Us 在 20V30V 范围内变化时，电压调整率 SU 0.5%。（4）设计并制作功率因数测量电

27、路，实现 AC-DC 变换电路输入侧功率因数的测量，测量误差绝对值不大于 0.03。（5）具有输出过流保护功能，动作电流为 2.5A±0.2A。技术指标（1）实现功率因数校正，在 Us=24V，Io=2A，Uo=36V 条件下，使 AC-DC 变换电路交流输入侧功率因数不低于 0.98。（2）在 Us=24V，Io=2A，Uo=36V 条件下，使 AC-DC 变换电路效率不低于 95%。（3）能够根据设定自动调整功率因数，功率因数调整范围不小于 0.801.00，稳态误差绝对值不大于 0.03。（4）其他。测试仪器表1 测试中使用的仪器序号仪器名称仪器型号规格指标数量1数字万用表VI

28、CTOR VC890D 三位半42双路直流稳压电源LONG WEI 032V / 3A13双踪示波器HITACHI100MHz带宽，1Gs/s采样率24频谱分析仪安泰信 AT5010D1050MHz15电参数测量仪DCUU PM9901600V/20A16LCR数字电桥DF281210kHz/0.25%17DDS函数信号发生器SUING TFG3080L80MHz18滑线变阻器SHENGXIN1.5A，1002元器件明细表表2 元器件清单序号名称型号及规格数量1水泥电阻5W-1R-5%精度若干2碳膜电阻1W-1%精度103金属膜电阻1/4W-1%精度74贴片电阻0805-1/8W-1%精度若干

29、5贴片铝电解电容25V-10u26贴片电容0805-50V-1%精度若干7钽电容16V-10u-A型68电解电容50V-470u611三极管NC5401212二极管 FR107613MCUSTM32F103RCT6114磁芯EE40115磁环铁氧体磁环216功率因数控制器MC33262117稳压管30V稳压118肖特基二极管HER508419排针-若干20液晶显示屏LCD128641电路原理图图3 STM32最小系统板图3 EMI电路部分程序清单程序主函数：#include “.systemsystem.h”/系统包模块程序#include “.DataHandelDataHandel.h”/

30、数据处理器#include “.ShareDataShare.h”/数据共享管理#include “.SystemBspBSP.h”/硬件板级支持包#include “.UserDataHandelFFT.h”/FFT运算库#include “.MemoryMemory.h”/经调试成功的内存管理器int main()/*=硬件初始化=*/InitSystemClockNVIC(2);SysTemClock(1000);/设定的先占优先级为3，抢占优先级为2，/*=初始化系统硬件、系统数据和板级支持包，包括IO口以及外设工作模式初始化*/IniSysTemBSP();/初始化硬件IO口，初始化

31、板级支持包InitDataBase();/初始化数据库InitFFT(FFTNum);/初始化FFT数据 InitSinWave();/初始化数据采集器InitSysProcessTask();/初始化系统各进程任务以及堆栈。DisPlaySysTem_DeskTop();/初始化屏幕界面StartSysTemWork();/启动系统任务管理器while(1)/系统管理器外的低优先级任务if(SystemLock=UnLock)/如果系统任务没有将任务锁死，则执行用户任务switch(SystemTaskID)case DataHandelTask:DataHandelTaskProcess();/数据流控制break; Case DisplayHandelTask:DisplayHandelTaskProcess();/屏幕显示任务请求处理break;case DataShare:DataShareTask();/执行数据共享处理DataSafeCheck();/数据安全隔离b