毕业论文（设计）-RCD箝位反激变换器研究

1、摘要木文主要对基于峰值电流控制技术的rcd箝位的反激变换器进行了研 究。首先，分析了反激变换器的三种工作模式：电感电流连续模式（ccm）、 断续模式（dcm）和临界模式，得出了 dcm和ccm模式反激变换器分別 具有类似于电流源和电压源外特性的结论，比较了 ccm和dcm模式反激 变换器的工作情况，指出根据负载选择工作模式的方法。其次，由于反激变换器的功率开关电压、电流尖峰应力大，由漏感引起 的功率开关关断电压必须用箝位电路来限制。再次，反激变换器的变压器初级电感值通常较低，开关管导通时，电感 电流变换率较大，这对峰值电流控制型的应用非常适合。在上述理论分析的基础上，根据对参考文献的阅读阐述了

2、反激变换器的 关键参数设计准则，研究了反激变换器小信号特性并建立了系统的控制模 型。最后通过对系统的仿真证明了理论的正确性。关键词 反激变换器；rcd箝位电路；峰值电流控制技术；三种工作模式; 小信号特性abstractthe rcd elamped forward convert based on peak current- control technique is mainly discussed in this pape匚firstly, analysis the three working mode of the forward convert: current-continuous

3、modc(ccm)、current-discontinuous modc(ccm) and critical mode, then include that when the forward convert works under the dcm mode or ccm mode is similar to current source and voltage source. through compare the forward converts work condition, point that we could choose working mode based on load sec

4、ondly, because of the forward convert power switch will stand high voltage and current peak caused by leakage inductance so we have to use clamp circuit to limit the switch voltage,thirdly, the transformer primary inductance always is lowcr. when the switch is working, inductive current conversion r

5、ate is large, which is suited to peak current-control techniqueon the basis of theoretical analysis above and according to reading the reference, stating how to design the convert's key paramctc匚 by research the convert small signal characteristics we establish the system model. finally the simu

6、lation proved the correct of theoretical analysis.keywords forward convert； rcd clamp circuit； peak-current controlthree working mode； small signal characteristic摘要iabstractii第1章绪论11.1反激变换器的发展现状11.2课题的研究意义及主要内容2第2章 反激变换器的稳态工作分析32.1磁化电流连续模式42. 1. 1电流连续时的电压增益m42. 1.2电流连续时开关承受的电压vs52.2磁化电流断续模式62. 2. 1电

7、流断续时的电压增益m62. 2.2电流断续时开关承受的电压vs72. 3磁化电流临界连续模式72. 4反激变换器不同工作模式比较82.5本章小结9第3章rcd箝位电路103.1反激变换器中rcd箝位电路的工作原理103.2 rcd箝位电路的设计103.2.1箝位电压vciamp的确定113.2.2箝位电容c的确定113.2.3箝位电阻r的确定123. 3 rc参数对电路性能的影响123.4木章小结13第4章电流控制技术144. 1电流峰值控制法的基木原理144.2电流控制技术存在的问题及解决方法154.3电流控制型反激变换器174. 4 rcd箝位的电流型反激变换器的实现184.5木章小结23

8、第5章 系统参数设计及仿真245.1参数设计245.1.1主电路参数设计245.1.2控制电路参数设计285. 2 pspice 仿真305.3本章小结33第6章小信号分析346.1主电路拓扑数学模型346.2控制电路数学模型建立376.3木章小结39结论4041 致谢错误!未定义书签。附录1错误!未定义书签。附录2错误!未定义书签。附录3错误!未定义书签。附录4错误!未定义书签。附录5错误!未定义书签。第1章绪论第1章绪论1.1反激变换器的发展现状高科技设备的发展离不开电源技术的进步，高精度电源已广泛应用于通 信、工业、军事、航空航天、家电等领域，人们对它的研究、开发技术水平 也越来越高。人

9、们在科学实践中越来越注重电源，电源质量直接影响其工作 效果，有时会决定一个科研项目的成败。对于各类仪器设备，有不同种类的 电源。从广义上讲，目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源，开关电 源是六十年代岀现的。它具有工作频率高，稳压范围宽，整机体积小，重量 轻，节能节材等一系列显著优点。近年来在诸如邮电通信、军事设备、交通 设备、仪器仪表、工业设备、家用电器等各种电子设备中获得了广泛应用， 取得了显著的经济效益，是一类非常有前途的电源。所以寻求高性能的开关 电源是电力电子技术的重要研究内容。在电力电子学和电力电子技术领域里，将交流电转换成直流电称为整流, 用ac/dc表示；将直流电转换成交流

10、电称为逆变，用dc/ac表示；将一 种电压（或电流）的直流电变为另一种电压（或电流）的直流称为斩波，用 dc/dc表示；将一种频率的交流电转换为另一种频率的交流电（包括中间 直流环节）称为交交变频，用ac/ac表示。进行上述各种变换的电路称为 变换器电路叫dc/dc变换器可分为两大类：（1）非电气隔离型dc/dc变换器，包括 buck变换器、boost变换器、buck-boost变换器、cuk变换器，这类变换器 适用于升降压范围窄、输入输岀间需耍电气隔离的场合；（2）电气隔离型 dc/dc变换器，包括反激、正激、推挽、半桥及全桥变换器，这类变换器 适用于升降压范围宽、输入输岀间需要电气隔离的场

11、合。反激变换器具有电路拓扑简洁，输入与输岀电气隔离，升降压范围宽， 易于多路输出，成本低，可靠性高等优点，因此反激变换器是中小功率开关 电源理想的电路拓扑。1.2课题的研究意义及主要内容近年來随着电源技术的飞速发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化、 继承化的方向发展，高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用。由于 反激变换器具有高可靠性、电路拓扑简单、输入输出z间屯气隔离、升降压 范围宽、能高效提供多组直流输出。反激变换器中的最大优点是简单：只使用一个磁元件、一个开关、一个 二极管就可以完成隔离和升降压的变换任务。由于它是在返程屮进行能量变 换，而且能量的大小与开关闭合期间的磁储能大小有关，

12、也就是说变换功率 受磁芯的饱和程度限制，因此反激变换器主要应用于中小功率场合。通过对这次rcd箝位反激变换器的研究，首先，可以使我对各种箝位 电路、对他们各自的优缺点以及应用场合有个明确的认识，旨在做出高功率 密度、高变换效率和高可靠性的开关电源，并为拓宽反激变换器的应用提供 技术支持；其次，掌握了对反激变换器的三种工作模式以及各个模式下输出 电压、电流应力的计算；最后，通过对峰值电流控制技术的研究，提高了系 统的稳态和动态性能，提高系统可靠性。本次毕业设计主要对比分析反激变换器的三种工作模式：电流断续模 式、电流连续模式和电流临界连续模式；研究了电流峰值控制技术，rcd 箝位电路及其参数设计

13、方法；还研究了反激变换器的小信号特性，并对屯路 进行了频域分析。同时要使电路的输入电压为18-36v直流，输出电压为12v 直流；对控制及驱动电路的参数进行设计和选择。第2章反激变换器的稳态工作分析反激隔离变换器电路如图2-1所示。图2-1反激变换器的电路原理图在电路结构上有如下特点：1. 原边绕组通过一个开关与输入电源相连；2. 使用一个变压器实现隔离，变压器同名端反接；3. 二级管用作高频整流；4 输出端采用简单的并联电容滤波。高频变压器用于原、副边电压的隔离和能量的传递。开关闭合期间，入 电压完全加在变压器的原边绕组上，原边感应电势与外加电压平衡。原边绕 组在输入电压作用卜建立励磁磁通并

14、完成磁储能，在励磁磁通作用卜副边产 生了下正上负的感应屯势，由于二极管被反偏截止，因此此时副边的冋路中 没有电流,这个阶段能量以磁能的形式储存在变压器磁场中。当开关断开后, 绕组上的感应电势反向，副边绕组电势的极性变为上正下负，二级管导通， 磁场能量通过二极管向输出端电容和负载释放，完成了能量由原边向副边的 传递。由于它是在开关断开期间完成向输出端馈送能量的过程，因此叫做反 激变换器。在开关的作用下一连串的方波电压被加在高频变压器原边绕组上，副边 感应的高频交流方波经二级管整流后又变为脉动直流，经过电容滤波输出端 就可以获得平稳的直流了。改变变压器的原副边绕组的匝比就可以实现升压 或者降压变换

15、，改变开关的占空比同样可以改变输出电压的高低。通常总是 固定变压器原副边匝比，通过改变开关的占空比来改变对输出电压的调节。通过上面的分析可以看出变压器在这里的作用有三方面：1. 隔离；2. 储能；3. 电压变换(升、降压)【2】这种变换器的最大优点是结构简单，只使用一个磁元件、一个开关、一 个二极管就可以完成隔离和升、降压的变换任务。由于它是在返程中进行能 量的变换，而且能量的大小和开关闭合期间的磁储能大小有关，也就是变换 功率受磁芯的磁饱和程度影响，因此反激变换器通常适用于小功率变换场 合。根据变压器磁化电流的连续与否，将反激变换器分为电流连续模式(ccm)、电流断续模式(dcm)和电流临界

16、连续模式，对应各工作模式下的电感电流波形如图2-2所示，图中乙 和/厶2分别为反激变换器原、副边 电感电流，q为开关s的占空比，公为变换器的开关周期。(c)? ? ? ? ? ? ccm? ?( b) dcm? ?图2-2电感电流hi和厶的波形2.1磁化电流连续模式如果开关截止时间较短，在开关再次闭合吋副边电流将大于零，那 么开关再次闭合后电流咕也不会从零开始，而是从go开始按的斜率 线性上升，电感电流波形如图2-2 (a)所示。2. 1. 1电流连续时的电压增益m在电流连续且磁芯不饱和时，绕组自感电势与外加电压间有如下的关系v = nxd(/)/dt(2-1)所以，开关闭合时0二匕.xat/

17、n=二叽7(2-2)开关截止期间0 =乙 xaz/m =二 s2(2-3)止常工作时导通和截止期间磁通的变化量应该是相等的（否则就意味着 磁通没有复位，那么周而复始就会导致铁芯饱和，造成开关管损坏，故 叽丿叫=votoff/n2（2-4）由此可以得岀电流连续时的电压增益m为m 丄=丛_2_（2-5）匕 n、d输入电流峰值为pu t1祗=十亠亠dlxp ui ijd 2厶(2-6)式中ts一-变换器开关周期；d开关管s的占空比,d=t“/t；ni-变压器原边绕组匝数；n2-变压器副边绕组匝数；po-变换器的输出功率；变换器的效率。由式（2-5）可知，在磁化电流连续状态下，反激变换器的输出电压人只

18、决定于原、副边绕组的匝比、占空比和输入电压和负载无关。但是需要注意的是，所说的与负载无关仅是指输出特性比较硕，带载能力比较强, 而绝不是意味着负载可以开路。2.1.2电流连续时开关承受的电压vs无论磁化电流连续与否，断开期间开关所承受的电压总是输入电压与原 边绕组上的感应电压之和其中乙严(r/njx匕将式(2-5)带入上式，得到磁化电流连续时开关承受的电压心(2-8)可见当磁化电流连续时，开关电压与占空比d有关，占空比越大，开关所承受的电压越高，当占空比p=0.5时，开关电压为输入电压的2倍， 当d大于0.5吋，开关将承受更大的电压，需要使用耐压更高的器件，这 在设计变压器需要给予注意。2.

19、2磁化电流断续模式电流断续工作模式表示副边电感电流乙2在开关s关断期间已下降到零, 电感电流波形如图2-2 (b)所示。2. 2. 1电流断续时的电压增益m由于开关闭合期间存储于变压器中的能量为因此，输入功率为(2-9)(2-10)设电路中没有损耗，全部功率都被负载吸收，则输入功率与输出功率相等(巳=仕)。而巳=/&，所以2乙ljm】原边电感电流的最大值为lmvv.= rtofl +/厶o =rdts +/厶 °将式(2-12)代入式(2-11),并注意到电流初始值为零，得到iud/l,(2-11)(2-12)(2-14)输入电流峰值为由此可见，电感电流断续时输出电压人与负载

20、电阻&有关，&越犬则输出电压越高，反之，负载电阻越小则输出电压越低，这是反激变换 器的一个特点。因此在进行开环实验时不能让负载开路，必须接入一定的 负载，此外输岀电压人随输入电压勺的增大而增大，随占空比增大而增 大，还随m的电感量减小而增大。2. 2.2电流断续时开关承受的电压vs在开关断开，磁通。不为零期间，变压器副边的感应电势与输出电压平 衡，原边绕组上的反射电势为川尹(2-因此，断开期间开关上承受的电压为ys=k也曰+筝乙"心呛暦)(2-17)由于开关承受的电压与输出电压有关，而输出电压又和负载有关，如 果负载开路，开关将承受极高的电压而受到损坏。因此不允许负载

21、开路。磁通0为零后，绕组上的感应电势为零，此时开关承受的电压为电源 电压。2. 3磁化电流临界连续模式临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，输岀电压和输岀 电流同时满足式(2-5)和式(2-12),将式(2-5)代入式(2-12)得(2-18)(2-20)i 空hdq.dx 血g 2厶m2厶匕其中，4为临界连续电感电流。当占空比d=0. 5时，临界连续电流达到最大值igmax = ujs n、gniax 8 厶 n2将式(2-19)代入式(2-18)得食"/呻 4(12)再将式(219)代入式(25)得/ _4/ 归起° gmax n. u、(2-21)ujnu

22、如果取uomji为纵坐标，io/igmax5为横坐标，根据式(2-5)、式(2-20)、4式(2-21)可绘出理想条件下不同工作模 式时反激变换器的外特性，如图2-3所示。3 图屮曲线a为临界电流连续模式下变换器2 的外特性；a左边的曲线为dcm模式外特 性，此时变换器存在很高的非线性内阻，具1 的曲线为ccm模式外特性，此时输出电压。电流的人小无关，具有类似于电压源的特图2-3反激变换器的外特性 性。2. 4反激变换器不同工作模式比较反激变换器不同工作模式情况比较如下：1.储能变压器：ccm模式时，输出屯流很小时也有一个临界连续状态,设临界连续电流厶=仏”，由式(2-18)得电感厶/的值最小

23、为l =£$么空也12p,min(2-22)式中f开关频率pomin临界连续式输出功率dcm模式时，输出功率最大时处于临界连续状态，坨=1。叫，电感厶的值最大为厶二 uhjh _ &讣(2-23)因此，相同输出功率时，dcm模式比ccm模式电感量小得多，储能 变压器体积也要小得多。2.储能变压器损耗:比较式(2-6)和式(2-15)可知，dcm模式下, 电流峰值大，电流有效值相对要大些，因此，线圈的铜耗比较大。dcm模 式下，铁耗也大些，因为此时铁芯工作于第ii类工作状态，电流峰值大些， 4b较大,ccm模式铁芯工作于第iii类工作状态，m较小。3副边整流二级管的工作环境：d

24、cm模式，变压器副边整流二极管在 原边功率管再次开通之前电流己经下降到零，没有由于二极管反向恢复引起 的振铃现象和由此引起的无线电干扰问题；ccm模式时，则存在整流二极 管的反向恢复问题。4. 应用场合：由反激变换器外特性曲线可知，变换器工作于dcm模 式时，由负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困难，因此dcm模 式一般用于负载变化很小且输出功率小的场合；如果负载变化很大，选择完 全工作于ccm模式，按式（2-22）计算的电感量很大，此时为了减小电感 的体积，让变换器在小电流时工作于电流断续状态，较大电流时工作于电流 连续状态叫2. 5本章小结本章主要分析了单端反激变换器的工作原理，并对

25、反激变换器的三种工 作模式进行了比较。工作于dcm和ccm模式的反激变换器分别具有类似 于电流源和电压源的外特性，两种模式各有优缺点。反激变换器耍根据负载 的情况选择合适的工作模式：小功率且负载变化很小的场合选用电流断续模 式（dcm）,负载变化较大的场合选用电流连续模式（ccm）。第3章rcd箝位电路反激变换器具有成本低，体枳小，易于实现多路输出等优点，因此被 广泛应用于中、小功率感的电源中。但是，由于变压器漏感的存在及其它分 布参数的影响，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这 个尖峰电压严重威胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制。目 前，有很多种方法可以实现这个目的

26、，其中的rcd箝位法以其结构简单, 成本低廉的特点而得到广泛应用。3. 1反激变换器中rcd箝位电路的工作原理图3-1所示为rcd箝位的反激变换器的原理图。图3-1 rcd箝位反激变换器原理图图屮rcd箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在厶p和 厶/屮，当开关管断开时，厶p屮的能量将转移到副边输出，但漏感厶/k屮的能 量将不会传递到副边。如果没有rcd箝位电路，厶山中的能量将会在开关管 关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和屯路屮的其它杂散电容中，此时 开关管的漏极将会承受较高的开关应力。若加上rcd箝位电路，厶伙屮的大 部分能量将在开关管关断瞬间转移到rcd箝位电路的箝位电容上，然

27、后这 部分能量被箝位电阻r消耗。这样就大大减少了开关管的电压应力®。3. 2 rcd箝位电路的设计虽然rcd箝位电路结构简单、成本低廉，但是由于rcd箝位电路的箝第3章rcd箝位电路位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低 系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏。基于以上考虑，现介 绍一种较为实用的设计方法。在rcd箝位电路中电阻r和电容c的取值都比较大，因此，箝位电容上 的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值 人如来表示箝位电容c两端的电压。在此基础上可以按以下几个步骤来设计 rcd箝位电路。3.2.1箝位电压 v dam

28、p 的确定图3-2所示为采用rcd箝位电路的反激变换器的开关管漏极电压图中，人川为副边反射到原边的电压；人如卩为箝位电容c两端的箝位电压；为功率管的漏源极击穿电压；7加血为最大输入直流电压。由图3-2可知，箝位电压人如卩与输入最高电压及开关管的？纵有关，如 果考虑0.9的降额使用系数，可以用式（3-1）来确定箝位电压人如柳大小 %叩=0.9么七喚（3-1）3. 2. 2箝位电容c的确定功率管截止时，漏感能量等丁电容c吸收的能量(3-2)1 ? 1 , 1 ?-£,xp=-c（-.）2-crrl上式屮lik变压器原边的漏感；ilip原边电感电流峰值；vds功率管的最犬漏源电压；vres

29、e箝位电容c的初始电压。解式（32）可得c詁"爲/（仏一匕）2-唸（3-3）3. 2. 3箝位电阻r的确定电容c的上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去的，然后一直处于 放电状态。在功率管开通之前，屯容c上的电压不应放到低于的/他比， 否则二级管d导通，rcd箝位电路将成为该变换器的负载。电阻7?应根据下 式求得汕 n他-u 疋"，（3-4）电阻r额定最大功率，即箝位电路消元的功率为pr丄厶弋）2丄c%/(3-5)3. 3 rc参数对电路性能的影响图3-3 rc取不同值时电容c的电压波形第3章rcd箝位电路7?c取不同值时，电容c的电压波形如图3-3所示。图3-3 (a)中

30、，电 容c取值较大，c上电压上升缓慢，副边反激过冲小，变压器原边能量不能 迅速传递到副边；图3-3 (b)中，7?c参数合适，c上电压在开关管截止瞬 间冲上去，然后二级管d截止，电容c通过电阻r放电，到功率管开通瞬 间，c上电压应放到近似接近/n2)vo ；图3-3 (c)中，7?c参数偏小， c上电压在功率管截止瞬间冲上去，然后因为7?c时间常数较小，c上电压 很快放电到等于(“ /n2)v(),此时rcd箝位电路称为变换器的一路负载， 消耗存储在变压器中的能量，使变换器效率较低冈。3. 4本章小结由丁变压器漏感的存在及其他分布参数的影响，反激变换器在开关管关 断瞬间会产生很大的尖峰电压，这

31、个尖峰电压严重威胁着开关管的正常工 作，必须采取措施对其进行抑制。rcd箝位电路拓扑简单、设计方便、成 本低廉，因此成为首选。有关rcd箝位环节，电阻7?、电容c等参数的设 计也在本章中有详细的介绍。第4章电流控制技术脉宽调制(pwm)型开关稳压电源只对输出电压进行采样，实行闭环 控制，这种控制方式属电压控制型，是一种单环控制系统。而电流控制型 dc/dc开关变换器是在电压控制型的基础上，增加了电流反馈环，形成双 环控制系统，使得开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有 所提高，是目前较为理想的工作方式。电压控制型原理如图4-1所示。输出电压s与参考电压s幼比较后放 大，得到误差信号

32、4,再与斜波信号比较后，pwm比较器输出一定占空比 的系列脉冲，这就是电压控制型的原理。其最大缺点是：控制过程中电路内 的电流值没有参与进去。众所周知，开关电源的输出电流是要流经电感的， 故对于电压信号有90度的相位延迟，然而对于稳压电源来说，应当考虑电 流的大小，以适应输出电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的 目的，因此仅采用输出电压采样的方法，其响应速度慢，稳定性差，其至在 大信号变化时，会产生振荡，造成功率管损坏等故障pl。4.1电流峰值控制法的基本原理电流控制型正是针对电压控制型的缺点而发展起来的，从图4-2可以看 到，它除保留了电压控制型的输出电压反馈外，又增加了一个电流反

33、馈环节。 所谓电流控制型，就是在脉宽比较器的输入端将电流采样信号与误差放大器 的输出信号进行比较，以此来控制输出脉冲的占空比，使输出的峰值电流跟 随误差电压变化。电流峰值控制技术的电压环与图4-1相比没有区别，电流环的反馈电流 取自电感电流，但开关的控制电平的高低取决于电感电流峰值是否达到电流 给定值，这样在控制上就保证了电感电流的峰值不会超过给定电流。电流峰 值控制技术采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输岀脉冲，以驱动功率管导通， 使电源回路的电流增大。当电流在采样电阻心上的幅度达到q时，脉宽比 较器的状态翻转，锁存器复位，驱动信号撤去，功率管截止。这样逐个检测图4-2电流峰值控制原理图电流峰值控

34、制技术由于引入了电流反馈，使系统的性能有明显的优越 性：1. 具有良好的线性调整率和快速的输入输岀动态响应；2. 消除了输出滤波电感带来的极点，使系统由二阶降为一阶，频响特 性好，稳定幅度大；3|古i有的逐个脉冲电流限制，简化了过载保护和短路保护何。4.2电流控制技术存在的问题及解决方法电流峰值控制型存在的主要缺点：1. 需要双环控制，增加了电路设计和分析的难度；2. 因电流上升率不够大，在无斜坡补偿且占空比大于0.5时，控制环 变的不稳定，抗干扰能力变差；3. 因控制信号来自输岀电流，功率级电路的谐振给控制环带来噪声。在反激变换器中加入电流控制技术，从理论和实践上均可证实电流控制 型的优点，

35、同时由于电流控制型本身的存在的缺点，也带来了一些问题】。问题一：当占空比大于0.5吋，电路不能稳定工作。此时采用电流控制型容易发生次谐振荡及噪声相对比较敏感，常会使电 路工作不稳定。ccm模式比dcm模式更容易工作不稳定，因为ccm模式 初级电感较大，电感电流上升相对dcm来说较小，因此此时必须采用斜坡 补偿的方法来改善其工作特性。斜坡补偿有以下两种方法：1.在误差电压4处加上斜坡补偿图4-3为补偿原理图。图中/厶为第n次开通前电流扰动信号，阳和 加2分别为电流上升下降率，实线为稳定情况，虚线是加入扰动后的情况。 可以推出：第n+1个开关周期电流扰动量为m叭严m“叫皿、,当d>0. 5时

36、, 即m2> mi吋，扰动会在随后一个周期增大，造成不稳定或性能下降。在匕 处加入斜坡补偿后，可解决上述问题,补偿斜坡的斜率加等于或略大于加<2, 此时a/”+严心”（加2讪）/（"+加），在随后的周期,电流扰动会减小到零, 系统以真正的电流模式运行，而不影响电流模式优越性的发挥。补偿斜坡可 由振荡器获得。2.在采样电压5处加斜坡补偿图4-4所示为采样电压补偿原理图。这里将补偿斜坡加在采样电阻rs 的感应电压上，再与平滑的误差电压进行比较，这种补偿同样能有效地防止 谐波振荡现象，使电路稳定工作，补偿斜坡由振荡器获得。问题二：变压器漏感引起的干扰反激变换器中，由于高频变压器

37、气隙大，漏感较大，由漏感储能引起的 电流突变，一方面会引起功率管关断尖峰电压，另一方面会向外发出干扰， 影响变压器初级电流的形状。采用电流控制型时，初级电流通过采样电阻 rs为pwm比较器提供信号电平，初级电流的噪声干扰大，将不能得到正确 的驱动脉冲。要解决这个问题，必须加上止确的吸收电路，反激变换器可以采用图4-4提供的几种吸收电路。*(a)无损lcd吸收电路(b)有损rcd吸收电路44吸收电路图4-4 (a)所示无损lcd吸收电路，效率较高，但较rcd回路复杂 一些，且不适用于高频场合；图4-4 (b)所示有损rcd吸收电路简单方便, 但是效率较低，仅适用于功率较小的场合。4.3电流控制型

38、反激变换器基于电流峰值控制的以上优点，故在本次设计中采用该技术，单端反激 开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈(输出直流电压隔离取样反馈外回 路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路)控制系统，就可以通过开关电源的pwm （脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内 对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定 输出电压的目的。这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流 变化较大时，具有更快的动态响应速度，白动限制负载屯流，补偿电路简单。 反激电路适应于小功率开关电源，其原理图如图4-3所示。irsjoq r s? ? 7 图屮:al为误差放大器;力2为

39、电流检测比较器;u,为7?s触发器;q为 输出电压s的反馈取样，该反馈取样与基准电压 幼通过误差放大器a1 产生误差信号4 （该信号也是a2的比较箝位电压）。设功率管s导通，则电感电流/厶以斜率3zl线性增长，厶为变压器的 原边电感，电感电流在采样电阻心上采样u = rsxil9该采样电压被送入 电流检测比较器力2与來自误差放大器的/进行比较，当u>ue时，朋输 出高电平，送到7?s触发器u,的复位端，则触发器被置零，功率管s关断, 限制了输出电压，使系统维持稳定状态问。电流峰值控制的反激变换器的原理简要如上所述。4.4 rcd箝位的电流型反激变换器的实现开关电源设计中最重要的环节就是反

40、馈冋路的设计，反馈冋路设计的好 坏直接决定了开关电源的精度和稳定性能。前面已经介绍了单端反激开关屯 源采用的是双环路反馈。一般脉宽调制器是采用电压控制技术来调节脉宽 的，即仅以输出电压作为反馈信号，实现单闭环控制，而电流控制脉宽调制 器是采用电流控制技术来调节脉宽。电流控制技术与传统的电压控制技术相 比，在电路结构上增加了一个电感电流反馈，此电流反馈就作为pwm的斜 坡函数，因此不再需要锯齿波发生器。反馈的电感电流,其电流变化率dil /dt 直接跟随输入电压和输岀电压的变化而变化，电压反馈回路中误差放大器的 输岀作为电流给定信号，与反馈的电感电流进行比较，直接去控制功管通断 的占空比，使功率

41、开关的峰值电流受电流给定信号控制。由于结构上有电压 环、电流环双环系统，因此，开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响 应都有所提高，是目前比较理想的新型控制系统。由于电流控制型较电压控制型有不可比拟的优越性，所以近年来发达国 家竞相开发电流控制型芯片，以促使这一技术走向实用化，其中常用的 uc3842的外电路接线简单，所用元件少，并且性能优越，成本低廉，驱动 电平非常适合驱动mos场效应管。uc3842是一种高性能的i古i定频率电流 型脉宽集成控制芯片，是专为离线式直流变换电路设计的。其主耍优点是电 压调整率可以达到0.01%,工作频率高达500 khz,启动电流小于1 ma, 外围元件少。

42、它适合做20 w80 w的小型开关电源。其工作温度为0°c 70°c,最高输入电压30v,最大输出电流1a,启动/关断电压阀值为 i6v/iov0 uc3842的内部结构图如下所示【叫图4-4 uc3842内部结构原理图uc3842芯片内部原理结构图如图4-4所示，各管脚功能如下表所示: 表4-1 uc3842各管脚功能管脚主要功能1误差放大器输岀，即补偿端2误差放大器反向输入端3电流检测端4接笃、ct，确定振荡器频率,/ = 1.8/(/?rxcr)5接地6推挽输岀端，输岀电路可达1a,可直接对mosfet进行驱动7电源输入，变换范围是834v,具有过压保护和欠压锁定功能

43、8+5v基准电压输出端uc3842内部具有完备的输入过压保护和欠压锁定功能。当工作电压 7cc大于34v时，稳压管稳压，使内部电路在小于34v下可靠工作；欠压 吋，依靠滞环比较器实现锁定。当7cc小于开启阀值电压吋，整个电 路耗电仅1ma,高压可直接由输入电阻降压后为芯片供电，由输入电容推 动建立电压。由于启动和关闭阀值屯压z间有6v的差值，可以有效地防止 电路在阀值电压附近工作吋的振荡。一般设置自馈电的感应绕组，当开关电 源正常工作后，转由自馈电供给uc3842,屯流将升至15ma。若将1脚降 到低于1.4v或将3脚电压升至高于iv,电流检测比较器输出高电平,pwm 锁存器复位，关闭输出，利

44、用这一点，则还可以方便的设置uc3842的输出 过压保护问。uc3842使用屮需要注意一下问题：1. 检测信号的正确采样功率管开通时检测电流会产生电流尖峰，该尖峰将影响电路的稳定性, 所以必须在7?s和3脚z间加一个小的rc滤波器来滤去电流尖峰，rc滤波 器的吋间常数近似等于电流尖峰持续吋间，通常为几百纳秒。2. 占空比大于0.5时电路的斜坡补偿uc3842是电流控制型器件，它的最大缺点是当占空比大于0.5时，电 路不能稳定工作，此吋必须进行斜坡补偿。由4. 2节的介绍可知，斜坡补偿主要分为两类，一是在误差电压q处 进行补偿，具体实现电路为在品振端（4脚）和£z4反向输入端（2脚）之

45、 间接入电阻尺血 将振荡器输出地锯齿波叠加在 的反向输入端，从而形 成以处的补偿斜坡，如图4-5所示。二是在采样电压5处进行斜坡补偿， 占空比大于0. 5时，检测电阻心电流上升率平坦，稍有干扰，就将引起误 触发。在采样电压5处加一个补偿斜坡可大大提高其可靠性，具体实现电 路可分为从品振端直接接一电阻到电流测定端，或接入射极跟随器的接入减图4-6 s处斜坡补偿4. 其他噪声的去除芯片供电端的高频信号和参考电源x”的高频迭加信号也可能使电 路工作不稳定。解决方法是从7、8两脚分别对地接旁路电容，并且在布线 时要特别注意，不能有电感的成分介入，以免产生干扰，引起电路工作不稳定；时间电容ct、7脚和8

46、脚接入的旁路电容必须和芯片的地端5脚相连后 在单点接地。根据电流控制技术的原理以及uc3842的内部构造，可以得到如图4-7 所示的基于电流控制的rcd箝位反激变换器原理图该电路的工作原理是：输入直流电压加在r12上，经降压后给c6充电, 当c6的电压达到uc3842的启动电压门槛值时，芯片开始工作并提供驱动 脉冲，由6脚推动开关管工作。随着uc3842的启动，刃幺的工作也就基本 结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给芯片供屯。由于输 入电压超过了 uc3842的工作电压，为了避免意外，用q3稳压管限定输入 电压，否则将出现uc3842损坏的现象。由于输入电压不稳定，或者一些其他的

47、外在因素，有时会导致电路出现 短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定 的保护功能。如图4-7所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流， 开关管的漏极电流将大幅度上升，心两端电压上升，uc3842的3脚上的电 压也上升，当该脚的电压超过正常值0.3v达到iv （即电流超过1.5a）时, uc3842的pwm比较器输出高电平，使pwm锁存器复位，关闭输出，这 时6脚无输出，开关管截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压， uc3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，7脚供电电压 也急剧上升，2脚的电压也上升，关闭输岀。如果供电电压发生欠压现象， uc

48、3842的1脚电压也下降，当下降iv （正常值是3.4v）以下时，pwm 比较器输岀高电平，使pwm锁存器服务为，关闭输出。电压采样及反馈电路由线性光耦pc817、精密稳压源tl431和阻容网 络组成，图中7?5和c2用于tl431的频率补偿，不能缺少。通过调节由r2, r3组成的分压网络后得到采样电压，该采样电压与三端可调稳压块tl431 提供的2.5v基准电压进行比较。当输出电压正常时，采样电压与tl431提 供的2. 5v电压基准相等，则tl431的k极电位保持不变，从而流过光耦 二极管的电流不变，进而流过光耦ce的电流也不变，uc3842引脚2的反 馈电位"保持不变，则引脚6

49、输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设 定值不变。当输出电压因为某种原因升高时，分压网络上得到的输出电压采 样值会随之升高，从而tl431的k极电位下降，流过光耦二极管的电流增 大，进而流过ce的电流增大，从而uc3842的引脚2的电位升高。由uc3842 内部示意图可知：误差放大器a1的输出电压咲减小，亦即电流检测比较 器的电压减小，所以由图4-4可知：uc3842引脚6输出驱动的占空比减小, 从而使输出电压减小，这样就完成了反馈稳压的过程冋。4. 5本章小结本章首先介绍了峰值电流控制技术，它与传统的电压控制技术相比，增 加了一个电感电流反馈环节，形成了双环控制系统，使得开关电源的电压调 整

50、率、负载调整率和瞬态响应特性都有所提高，是目前一种较为理想的工作 方式。在此基础上介绍了电流控制型脉宽调制器uc3842,它是一种性能优 良的电流控制型脉宽调制器，本身具有完备的输入过压、欠压、过流保护功 能，但也有一些需要注意的问题。在以上分析的基础上，得出了电流型rcd 箝位的反激变换器的实现电路,并对其具体工作过程进行了详细的分析。第5章系统参数设计及仿真5. 1参数设计5.1.1主电路参数设计1.变压器设计 a.电流连续模式（ccm）因铁氧较便宜，电阻率高，铁损小，特别是当工作频率高于1 ookhz 时。而罐型铁芯的漏感小，线圈间耦合紧密，电磁干扰小，故选用软磁铁氧体r2kbd,罐型铁

51、芯。r2kbd的饱和磁感应强度耳二5. 1kgs,考虑到高温吋&会下降，选定 工作最大磁感应强度bm=l/2bso设在佥期间铁芯磁感应强度变化量为ab, 工作磁感应强度为b, ccm模式时铁芯工作于第三种工作状态，电流临界连续吋输出功率 pomn = kp =1/6么诳，则 氏二 b+ab / 2 = (1+k) b = 2600gs5 = 2228.57gs, as = 2kb = 742.86gs , f = 300khz , ts =3.33us , ton = dts =1.5uso取铁填充系数kc=f窗口利用系数k“=0.3,导线电流密度 j = 400a/cm2 ,根据下式

52、确定铁芯型号色宓詹x g翥茫x g 0.0673卅(5-1)故选用gu22罐型铁芯，该铁芯的s = sc= (9.42 -4.42) = 0.5419cm2q = (17.8-9.4)x4.6 = 0.3864cm2(5-2)(5-3)sq = 0.2094cm4 > 0.0673cm4 绕组计算（1）计算电感电流临界连续时原边电感厶叭二u爲厂爲/ 2仏£"2.84叩(5-4)(2)计算铁芯所开气隙的长度3 = /lioptsi2k?scb2 x10 8= 0.0093cm(5-5)(3)计算原边绕组匝数第5章系统参数设计及仿真取np = 7匝。（4）计算副边绕组匝数

53、m (ts-tm)(uo+ud)= 1.1329式中血为输出整流二极管压降所以副边绕组的匝数为1.1329 -618取弘二6匝（5）根据耳来校核原边电感厶丽=n血sj&xe = 35.88gh > 32.84gh（6）计算变压器原副边绕组电流有效值由原副边匝比关系可求得原副边磁化电流tj t/min on max= 0.75 a1 min吩心.875a原副边电流峰值为= 2.84a= 2.256a原副边电流有效值为人彳才做"心+金'）2力十（儿厶辺+扣j=166a厶=j（1 d）（心 “ + * 広）=l362a(5-7 )(5-8)(5-9)(5-10)(5-

54、11)(5-12)(5-13)(5-14)（7）参数测定用电感表测得原边绕组电感厶=37.01ph ,副边绕组电感厶=27.35ph 原边漏感厶k =0.5®ih。b.电流断续模式(dcm)此时仍然选用软磁铁氧体r2kbd，罐型铁芯。此时铁芯工作于第二种工作状态，取铁芯磁感应强度的变化量a5 = 1/35v=17oogs.将口唤= 1.5ys、pmax =15w > = 75%、kc=、ku = 0.3 > 丿=400a/cn?代入(5t )so = ''n亦乙小疵 i o8 = 0.0294cm4 kckj选用gu18罐型铁芯，该铁芯的s = »

55、; =(7.82 -2.92) = 0.4118cm2q = (14.6-7.8)x3.6 = 0.2448cm2(5-16)(5-17)(5-18)绕组计算 = 0.4m8x0.2448 = 0300w >0.0294cn.(1)计算变压器初级电感量dcm模式在最人输出功率时，电流临界连续772 t2,min_ r an. it2巧max兀max(5-19)(2)计算铁芯上所开气隙的人小(5-20)(3)计算原边绕组匝数取心二4匝，则原边电感厶爲二 n；儿 sc"xl(y8 =5.87|ih>5.47ph说明气隙取0. 0141cm不可行,故重取= 0.016cm,则"£“'93mgs<1700gsnp = jlqxw卄“sc =4.11(5-21)(5-22)(5-23)第5章系统参数设计及仿真取弘=4匝。(4) 计算匝比，确定副边绕组匝数(5-24)=空=几怀/血=1329ns厲九喰)(/+见)副边绕组匝数ns