无线接入的基本技术PPT课件

1、2. 三种无线接入方式的收发信机的构成3. 蜂窝通信的概念第1页/共106页2.2 数字调制与解调2.2.1 数字调制 1. GMSK（Gaussian Minimum Shift Keying） (1) FSK（Frequency Shift Keying） 传输“1”码时，输出载频 传输“0”码时，输出载频1f2f1122cos() code 1( )cos() code 0FSKAtStAtFSK的简单表示法12( )() cos() cos0 p(p1 (1-p)(1 pFSKnSnSnnnnnSta g tnTta g tnTtaaa以概率 出现）是 的反码， 以概率 - 出现）FS

2、K的更专业表示法第2页/共106页FSK的相位：设f1对应码“1”，f2对应码“0”12CC, 21 0ffff令中心频率 以 为基准，码“”的频率低相位滞后码“ ”的频率高相位超前Cf2f 的相位1f的相位第3页/共106页例：码流“0110100”的FSK发送信号相位迁移图第4页/共106页定义调制指数FSK信号的功率谱密度图形为121, SSSmff TTR功率谱密度特点：m增大，频谱展宽。M=0.5时，频谱的主要成份集中在载波附近（即使 采用随机码调制）第5页/共106页（2）MSK（Minimum Shift Keying） m=0.5的FSK称为最小频移健控 例：求MSK信号一个时

3、隙前后的相位变化（超前或滞后）。1C2C211FSK212, 2cos(22) cos(22)0 2 211 242 242CCSSSSSSfffffffffAf tftSAf tftttTfTmff Tf TmTfffTf 设 从到的相位变化量为当时，对于MSK，每隔一个时隙，有 的相位变化。2第6页/共106页问题：12Smff Tm 频谱展宽，频谱利用率低m 频谱窄，频谱利用率高。m是否可以小于0.5？不可以原因：当m很小时（f1和f2之差很小），接收机难以分辨出 和( )su t( )Mut传号空号结论：m=1/2的FSK是频移最小的数字调频方式（3）GMSK 问题：MSK的频谱利用率

4、高（所需带宽小于2PSK),但频谱特性不好。第7页/共106页3dBBbf高斯LPFMSKST(t)( )a t( )()1; 01; 11; 0( )0; OtherwisekSkkkkSa tb u tkTabatTu t 22 2( )( )( )22( )expln2ln2bbbbb ta tc tc tBB t( )b t0( )cos 2( )( )( )2TCtSStAf tttbdT第8页/共106页: 高斯滤波器的3dB带宽与码长的乘积bB T第9页/共106页2. 调制方式 QPSK4（1）QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) QPSK

5、的数学表达式( )cos 0,1,2,32ciiS ttkk0相2相相32相（0,0）（0,1）（1,1）（1,0）信号空间图第10页/共106页为了用正交载波传输QPSK信号：同相信道：正交信道：QPSK信号：( )cos 0,1( )sin() 0,1IciiQciiS ttbbSttaa ( )( )( ) =cossin()IQciciS tS tSttbta第11页/共106页 QPSK信号的构成0ib 1ib 0ia 1ia ( ,)iia b0ib 1ib 0ia 1ia (0,0)(0,1)（1,1）（1,0）特征：由于正交载波传输，两个信道的信号互 不影响。第12页/共106

6、页 串并联转换与QPSK信号的频谱( )cossin()ciciS ttbta设传输的数字信号序列为 ，需要将 进行串并转换为 和 两个序列。iCiC ib ia第13页/共106页延迟T秒QPSK 调制( )S t ia ib脉冲周期变为2TiCiC ia ib 1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1第14页/共106页 PSKQPSK因为 、 的重复频率是PSK的一半，所以，QPSK占用的带宽是PSK的一半 ia ib第15页/共106页 QPSK的电路框图2PSK调相0 ib2移相cosct2PSK调相0 iaQPSKsinct第16页/共10

7、6页原理：( )cossin() =cossin1 (0)1 (0) , 1 (1)1 (1)ciciiciciiiiiiS ttbtattbaba ， ， 0，0 1，1 0，1 1，-1 1，1 1，0-1，-1-1，1ia ibii( )cossinicicS ttt( )cossinccS ttt ( )cossinccS ttt ( )cossinccS ttt( )cossinccS ttt第17页/共106页(0,1)（1,0）(0,0)(1,1)1,11,-1-1,-1-1,1cosctsinct第18页/共106页（2） QPSK4 QPSK的另一种电路S/P基带信号生成器L

8、PFLPF2移相cosct 0,0 0,1 1,1 1.0datan34341414cosnsinn第19页/共106页(0,1)（1,0）(1,1)(0,0)I_ChQ_ChQPSK 星座图和相位迁移图相邻两个符号间的相位差： 0, , 2第20页/共106页 QPSK4Gray码 QPSK的电路框图与前面QPSK的框图相同，只是基带信号生成器的内部结构不同4 0,0 0,1 1,1 1.0datan34341414Gray码编码器2stmT4jecosnsinn(21)stmT时钟12CLKsfT Gray码 QPSK基带信号生成器4第21页/共106页当2stmT时，Gray编码器输出的

9、n直接送给两个信道 当(21)stmT时，Gray编码器输出的n移相4，使4nn，然后送到两个信道。信号空间图是 两个图形的组合。2stmT(21)stmT第22页/共106页(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)2mStT(2m1)StT(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)的星座图和相位迁移图QPSK4(0,0)(0,0)(0,0)(0,1)(0,0)(1,1)(0,0)(1,0)第23页/共106页QPSKQPSK4和 的相位迁移比较QPSKQPSK40, , 23, 44绝对值最小的相位迁移为0绝对值最

10、小的相位迁移为4为什么采用 ？ 相位迁移会停留在同一个相位点上（例如00000110000）QPSK4 相位迁移不会停留在同一个相位电点上，至少有 的相位差。QPSK44即使连续出现相同的码，相位也发生变化，便于时钟恢复。 相位迁移通过原点 QPSKQPSK4相位迁移不通过原点因为离开原点的距离表示了调制包络线的振幅，所以 包络线的振幅变化比 小QPSK4QPSK第24页/共106页基于上述原因:(a) 能够减小由于发送放大器的非线性而引起 的频谱扩展(b) 能够提高发送放大器的功率效率QPSK4QPSK4第25页/共106页3. 16 QAM调制方式（1） 基本概念：同时利用振幅变化和相位变

11、化的调制方式称为振幅相位 调制方式（Amplitude and Phase Shift Keying ，ASPK) 16值APSK：发送的载波采用正交载波 和 ，用包含 负振幅的4个值分别对两个正交载波进行振幅调制，然后 相加得到16值APSK信号。因为是采用正交载波进行振幅 调制，所以称为16 QAM（Quadrature Amolitude Modulation）cos2cf tsin2cf t第26页/共106页（2）16 QAM调制方式的基本传输信号的产生方法cos2cf tsin2cf t2a1a3a4a1b2b3b4b11c12c21c22ccos2cf tsin2cf t1a1b

12、11c2a1b21c1a2b12c2a2b22c第27页/共106页cos2cf tsin2cf t(00) (01) (11) (10)(00)(01)(11)(10)(0010) (0110) (1110) (1010)(0011) (0111) (1111) (1011)(0001) (0101) (1101) (1001)(0000) (0100) (1100) (1000)16 QAM的星座图第28页/共106页2.2.2 采用导频码进行信道估计1.移动无线电波的传输特性 （1）多经传输导致多经衰落 （2）时延扩展和相干带宽 （3）多普勒频移 （4）平坦衰落和频率选择性衰落第29页/

13、共106页散射波反射波直射波折射波移动通信的电波传播第30页/共106页多经信号的幅度和 相位随机变化 接收信号快速 衰落(20dB) 用波长归一化的距离 (波长)由延迟波引起的衰落波型变化第31页/共106页 多经传播 时延扩展 码间干扰多经传播引起接收信号时延扩展第32页/共106页信道的相干带宽 BcBc是一个与时延扩展相联系的参数,其值与时延扩展 成反比1CBCWBB频率选择性衰落WB: 信号带宽第33页/共106页cos21cos22coscosvtftvltvdld终端移动频率偏移(多普勒频移)多普勒频移效应第34页/共106页)(ts)(ts),(th)(tr),(th)(tr)

14、( fS)( fH)( fRCfCfCf平坦衰落：CSSBBT ,tttfff000STST第35页/共106页tttfffCfCfCf)(ts)(ts0ST00ST),(th)(tr)(tr),(th)( fS)( fH)( fR 频率选择性衰落：SCSTBB 第36页/共106页2. 信道估计 因为多经传输问题的存在，接收机的接收信号受到不同的衰落变化。为了进行同步检波，在接收机需要对接收信号的相位和幅度进行估计（对衰落复包络线进行估计）。这种处理成为信道估计。3. 利用导频码（导频信道）进行信道估计 (1) 导频信道的构成 码频率时间导频信道（c）码分复用型（b）频分复用型导频信道导频信

15、道（a）时分复用型第37页/共106页（2）相位变化补偿原理 因为导频码的发送数据调制相位在接收端时事先已知的，所以导频码的接收相位/振幅可以作为参考相位/振幅。利用导频码可以在每个时隙内计算信道的估计值W-CDMA方式，在上行专用物理信道（dedicated physical channel，DPCH）中，导频码作为专用物理控制信道（dedicated physical control channel，DPCCH）中的一部分被映射在Q信道上，而由编码数据序列构成的专用物理数据信道（dedicated physical data channel，DPDCH）则被映射在I信道上，并且，对DPCC

16、H和DPDCH都要进行2相PSK（binary phase shift keying，BPSK）调制。另一方面，在下行链路的DPCH中，对DPCCH和DPDCH都进行时间复用，数据调制采用QPSK调制方式。设 表示在第l条路径（ ，L是Rake合成的路径数）的第k个时隙中由于衰落引起的信道变化（是具有振幅和相位分量的复数量），如果用 表示 的估计值，则如图2-10所示，可利用导频码的接收相位 求出 。如果用 表示第k个时隙中DPDCH的第n个符号通过第l条路径的解扩后的信号，将 与 的共轭复数相乘，可补偿衰落引起的相位变化。 ( )lk0lL ( )lk( )lk( )lk),(knrl( ,

17、 )lr n k( )lk第38页/共106页)(),(*kknrll)()(kkllQ 信道发送的导频符号相位变化补偿后的编码数据符号接收的编码数据符号I 信道接收的导频符号第39页/共106页(3) 的估计方法( )lk10),(1PNnlpknrN011J1J10)(kl) 1(kl)(Jkl)1( Jkl)(kl解扩后的信号编码数据符号#时隙k导频信号#DDDDD1100( )()()JJiillliikkiki 加权系数选择：衰落相关大的时隙用大的加权系数 衰落相关小的时隙用小的加权系数第40页/共106页2.3 DS-CDMA方式2.3.1 DS-CDMA原理发送数据信道编码扩频码

18、扩频频率合成(MAI)滤波扩频码解扩数据解调信道解码接收数据fWWWffffB(5MHz)B(5MHz)多址干扰数据调制第41页/共106页扩频解扩的过程用户1用户2发送数据序列发送数据序列扩频扩频符号序列扩频符号序列复合信号接收机端用户1扩频码复制品积分存储恢复出用户1的发送信息数据序列1111-11111-1111-1-11111-11 11 1-1-1-1-11111-1-1-1-1-1-1-12220 000 00222第42页/共106页W-CDMA收发信机的构成MUXInter-leavingRatematchingChannelencodingCode blocksegmenta

19、tionCRCattachmentPilot bitsTPC bitsTransmitteddataQuadraturemodulatorD/ASquare-rootraised cosineNyquist filterSpreadingData mapping(QPSK)UpconverterPathsearcherTxamplifierTo antennaQuadraturedetectorA/DSquare-rootraised cosineNyquist filterDe-multiplexingLow noiseamplifier(OA-RA)DespreaderbankCohere

20、nt RakecombinerRecovereddataDownconverterAGCamplifierFromantennaSIRmeasurementTPCcommandgeneratorInter-leavingChanneldecodingCode blockmultiplexingBlock errordetection Transport Channel ATransport Channel B第43页/共106页数据调制波形：ss( )( )exp( )kkkiittdtb iuijiuiTT扩频码波形：c( )( )kkitctpiuiT: 符号长度； : 码片长度STCT1

21、 01( ) 0 othertu t ( ) kp i是( ) 1kp i的双极性码( )kb i是编码信息数据序列( )/ 2/ 4; 0,1,2,3kijj对于QPSK调制第44页/共106页设上行链路中有K个通信用户，第k(0,1,1)kk个用户的发送信号通过多经传输，接收端接收的信号 为：( )r t11,00( )2( )()()( )kLKkk lkk lkk lklr tSt c td tn t高斯噪声分量延迟时间复数信道增益用户k的发送功率约束条件12,0( )1kLk llEt第45页/共106页解扩后的信号：利用第k个用户在路经l上扩频码的副本，通过码匹配滤波器对接收信号

22、解扩s,s,(1)*,s,1,111( )( )()d 2 2( )()() +2( )()()( )k lk ljTk lkk ljTkkLkkkk lkk lk lk llllKLklk lk lkkkkk llkkkztr t c ttTS dSc t c tdtSc t ctdtN t发送数据信息序列， 是 的估计值,k lkS多经干扰其他用户的干扰（MAI)背景噪声( )r t第46页/共106页1、接收信号是一个延迟时间不同的多个信号 的叠加2、解扩信号中包括 小结：多经干扰其他用户的干扰背景噪声3、系统允许的最大干扰功率和可容纳的通信 用户数由能够满足接收质量的SIR决定。第47

23、页/共106页2.3.2 扩频码 作为扩频码的条件： 要求在同步时间内（无时差）的自相关峰尖锐，而在其他的时间偏移内自相关的绝对值很小。并且，在所有的时间内，要求不同扩频码之间互相关的绝对值很小。 满足上述条件的码有Gold码Walsh码SF个sCTSFT问题：正交Gold码或Walsh码只有SF个，如何增加系统容量？方法：重复利用SF个码。如何重复利用？第48页/共106页重复利用SF个正交码的方法：将正交码乘以一个每个小区固有的，重复周期远大于信息码长的扰频码，即采用两阶段扩频码分配方案。 信道化码信道化码信道化码（标识用户）扰频码（标识小区）用户1用户N用户2数据数据数据第49页/共10

24、6页 因为依靠时间同步系统可使各个小区之间具有相同的绝对时间信息，所以，可以用系统事先规定的某个时间对重复周期很长的扰频码进行偏移而重复使用 小区间非同步方式： 因为各个小区间不存在相同的绝对时间信息，所以，每个小区需要采用特定的扰频码。 特定扰频码的分配方法及数量：小区间同步方式：第50页/共106页信道化码（短码，short code） ：重复周期等于符号的长度、码片长度等于扩频因子的正交码。正交Gold码或Walsh码可以作为信道化码使用问题：SF不同，即符号速率不同的信道之间 采用什么码？采用正交可变扩频因子（orthogonal variable spreading factor，O

25、VSF ）编码方案。第51页/共106页OVSF编码方案：Cch,1,0(1)SF1SF2SF4SF8Cch， 2， 0(1， 1)Cch， 2， 1(1， 1)Cch， 4， 0(1， 1， 1， 1)Cch， 4， 1(1， 1， 1， 1)Cch， 4， 2(1， 1， 1， 1)Cch， 4， 3(1， 1， 1， 1)Cch， 8， 0(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 1(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 2(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 3(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch

26、， 8， 4(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 5(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 6(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 7(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)第52页/共106页 OVSF码的生成方法是从(1)（SF=1）开始，按照式（2-6）所示的规则逐次生成下一层的OVSF码： (1)(1)(1)(1)(1)(1)(1)(1)ch,2,0ch,2 ,0ch,2 ,0ch,2,1ch,2 ,0ch,2 ,0ch,2,2ch,2 ,1ch,2 ,1ch,2,3ch,2 ,1ch,2,22ch,2

27、,21 nnnnnnnnnnnnnnnCCCCCCCCCCCCCch,2 ,1ch,2 ,21ch,2 ,21ch,2 ,21ch,2 ,21 nnnnnnnnnCCCCC(2-6)第53页/共106页2.3.3 扩频调制IIIQQQIQQISD CD CSD CD CDPDCH : dedicated physical data channel; DPCCH : dedicated physical control channel，GDPDCH、GDPCCH: 信道的增益 DI、DQ: 信道化码扩频后的数据序列的I分量和Q分量 CI、CQ: 扰频码的I分量和Q分量。 （复数扩散法）DPDCH

28、CDPDCHGDPDCHDICQCIDPCCHCDPCCHDQGDPCCH+-SISQDPCH第54页/共106页2.3.4 扩频码同步 扩频码同步包含：初期捕获（acquisition）和跟踪（将同步时间保持在 个码片以内）两个过程 解扩器：采用滑动相关器和可实现高速同步的匹配滤波器（matched filter，MF）两种方案 跟踪：延迟锁相环（delay locked loop，DLL）和T型抖动环（tau dither loop，TDL）是业界熟悉的采用方案 移动环境：各个路径的接收功率及延迟时间均随时间变化。在这样的环境下，一般是根据功率延迟分布进行路径搜索，不使用DLL和TDL 。

29、 第55页/共106页CDMA系统中的时延扩展第56页/共106页接收功率选择的路径Rake合成路径选择阈值背景噪声功率电平Tc时间 在一个符号区间解扩并生成功率延迟分布。根据生成的功率延迟分布，按照接收功率从大到小的顺序选择接收机具有的相关器、信道估计部分及相位变化补偿部分（以上的模块称为Rake Finger）的个数，也就是选择合成的路径数目要等于Rake Finger的个数。 第57页/共106页Rake接收的原理分集合成器数据第58页/共106页 移动终端在开启电源、进入软切换模式前或者处于通信等待的间断接收模式时，需要检测对瞬时衰弱变化进行平均后的长区间变化以及由于阴影变化引起的路径

30、损耗最小的小区。 这种处理是检测下行链路中具有最大接收功率（解扩后的相关峰功率）的公共导频信道（common pilot channel，CPICH）的扰频码的小区。从对可接入无线链路的小区进行搜索这个意义讲，该过程称为小区搜索。 2.4、4小区搜索第59页/共106页Call iCall i+1Holding timeStandby timePeriod of transmission of messagePeriod of no transmission of message 2.5 随机接入方式1、呼叫与业务量第60页/共106页呼叫：通信接续要求（例如，电话，传输数据等）平均保留时间：

31、呼叫的平均接续时间业务量（Traffic Intensity) ：单位时间内的总保留时间，单 位用Erlang表示。 对于一个多用户通信系统，每个用户产生的业务量为：1uAH平均保留时间每个用户的呼叫平均发生率每个用户的业务量假设系统有U个用户，则系统的业务量为：uAUA第61页/共106页 假设系统中的信道数为N，且每个信道的业务量相等，则每个信道的业务量AN为：uNUAAN2. 呼损率与Erlang公式（B式）呼损率（Blocking probability，BP）：BP=呼叫成功的次数呼叫总数第62页/共106页Erlang B式：当用户产生了呼叫时，如果系统有空闲信道， 则用户接入系统

32、；否则，该呼叫不能接入信 道成为呼损。 Erlang B式如下：0!CkCkACBPAkA：总业务量C：系统提供的信道数BP：呼损率第63页/共106页3. 随机接入的方法(1) 纯ALOHA方式第64页/共106页(2) 时隙化的ALOHA方式第65页/共106页(3) PRMA (Packet Reservation Multiple Access)Frame jFrame j+1已预约的时隙未预约的时隙用户A在发送分组竞争中成功，获得了一个时隙基站为用户A预留了一个时隙 ，用户A在后面的各帧中占用该时隙发送分组timetime第66页/共106页（4）W-CDMA采用的随机接入 随机接入

33、的工作构成图 PRACH：physical random access channel AICH ：acquisition indicator channel （捕获指示信道）第67页/共106页前缀前导特征码扰频码jjIjQIjQ数据部分Cdata增益系数控制部分Ccontrol增益系数第68页/共106页前缀（4096个码片）:在发送消息部分之前发送的用于扩频码同步检测的短信号，采用全“1”的固定图案进行调制，采用由两个符号序列的积（modulo 2）生成的符号序列进行复数扩频。前导特征码（preamble signature）：将16个码片长的特征码重复256次生成的编码序列。前缀部分的

34、扰频码：移动终端通过下行链路的BCH接收到基站通知的长扰频码，从该长扰频码的第一个码片开始取出的4096个码片序列作为前缀部分使用的扰频码。 消息部分的扰频码：基站通过下行BCH通知的具有38400个码片长度的长扰频码 第69页/共106页差错控制包括： FEC （forward error correction）和ARQ （automatic repeat request）两种方式 2.6.1 FECW-CDMA方式： 业务信道使用可获得较大编码增益的Turbo码 控制信道使用卷积码。 卷积码包括码率R=1/2, R=1/3和两种类型，约束长度为9比特。 Turbo码采用，约束长度为4比特的

35、编码。图2-21给出了Turbo码编码器和解码器的一个例子。2.6差错控制第70页/共106页 Turbo编码器、解码器构成 RSC ：recursive systematic convolutional；递归系统卷积第71页/共106页2.6.2 速率匹配传输信道: 为了传输不同类型的数据而定义的信道，它由MAC层提供。一个物理信道能够映射为信息速率及QoS（quality of service）不同的多个传输信道。传输块: 在MAC层和第一层之间进行数据传输的基本单位 第72页/共106页QoS: quality of service , 指BLER或BER 等保证QoS的方法： 1、利用

36、TPC改变SIR 根据衰落变动自动改变发送功率和调制方式，可使物理信道适应于QoS（BLER或BER），从而保持一定的传输质量。 一般情况下，根据QoS的不同，采用自适应高速TPC 中的外环控制，使目标希望波信号功率与干扰波信号功率之比SIR值发生变化，以改变平均接收（发送）功率的方法能够达到适应于QoS的质量要求。 问题：在物理信道的一个无线帧（10ms）内，其目标SIR是一定的，因而平均接收功率也是一定的 。 第73页/共106页 2、采用比特重复和凿孔进行速率匹配 为了在一个物理信道上传输QoS不同的多个传输信道，在相同发射功率条件下，采用改变被映射到物理信道上的编码数据序列的比特数的方

37、法，能够同时满足各个传输信道所要求的不同QoS值（速率匹配）。 对于编码数据序列，以一定的周期重复插入比特，可以提高解码后的收信质量；反之，以一定的周期，从纠错编码比特序列中抽取比特序列，就会使解码后的接收质量下降。速率匹配就是根据这种原理实现的。 第74页/共106页2.6.3 重发控制发送端接收端往返传输延迟时间#1#2重发#2#3ACKNACKACK#1#2#2(a) StopandWait ARQ发送端接收端往返传输延迟时间重发#1#2#3#4#5#3#4#5#6#7#8ACKACKNACKACKACKACKACKACKACK#1#2#3#4#5#3#4#5#6#6(b) GoBack

38、N ARQ发送端接收端往返传输延迟时间重发重发#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9#7ACKACKNACKACKACKACKACKNACKACK#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9(c) SelectiveRepeat ARQ （a） Stop-and-Wait ARQ 重发控制方式（1） 等停式第75页/共106页发送端接收端往返传输延迟时间#1#2重发#2#3ACKNACKACK#1#2#2(a) StopandWait ARQ发送端接收端往返传输延迟时间重发#1#2#3#4#5#3#4#5#6#7#8ACKACKNACKACKACKACKACKACKACK#1#2#

39、3#4#5#3#4#5#6#6(b) GoBackN ARQ发送端接收端往返传输延迟时间重发重发#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9#7ACKACKNACKACKACKACKACKNACKACK#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9(c) SelectiveRepeat ARQ（b）Go-Back-N ARQ（2） 回退N式第76页/共106页发送端接收端往返传输延迟时间#1#2重发#2#3ACKNACKACK#1#2#2(a) StopandWait ARQ发送端接收端往返传输延迟时间重发#1#2#3#4#5#3#4#5#6#7#8ACKACKNACKACKACKACKACKACKAC

40、K#1#2#3#4#5#3#4#5#6#6(b) GoBackN ARQ发送端接收端往返传输延迟时间重发重发#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9#7ACKACKNACKACKACKACKACKNACKACK#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9(c) SelectiveRepeat ARQ （c）Selective-Repeat ARQ（3） 选择重传式第77页/共106页 分组合成型组合ARQ组合ARQ是将信道编码和ARQ组合在一起的ARQ控制方式。 （1）Type-I型组合ARQ方式 发送端在信息信号序列部分添加错误检测比特，进行信道编码后发送分组，接收端对接收的分组进

41、行纠错解码后，根据错误检测码进行错误检测。在检测出错误时，废弃包含错误的分组，给发送端反馈重发要求。发送端根据反馈的重发要求，采用与初次发送分组时同样的信道编码方式对该分组进行信道编码后，再重新发送。 Type-I型组合ARQ，因为综合使用了FEC和ARQ，在错误检测之前进行纠错解码，所以能够改善分组差错率、提高吞吐量。 第78页/共106页错误分组再利用 在Type-I型组合ARQ方式中，在接收端废弃了检测出错误的分组。虽然发生了错误的分组不具有可以正常解码的接收质量（接收信号能量），但是，它具有用于提高重发分组信号质量（接收SINR）的有用信息。因此，可以不废弃由CRC检测出错误的分组，而

42、将其存储在接收机的缓存中，此后与重发的分组一起构成Rake合成的信号以进行软判决合成。这样，采用对信道解码前的每个信息比特的接收功率进行软判决合成的方法可以减小重发分组的解码错误。 第79页/共106页(2)Chase 合成法 在Chase 合成法中，重发的分组和初期发送的分组是同一个分组，利用将重发分组和先前发送的分组进行软判决合成的方法（最大比合成），能够改善接收SINR，减小分组解码错误。 第80页/共106页3、增量冗余合成法 用码率 对信息信号序列进行纠错编码后，根据发送次数采用不同的消除规则进行凿孔编码发送。若设凿孔编码后的码率为R， 则（凿孔编码后的码率大于纠错编码时的码率）。因

43、此，初期发送分组时发送了信道编码后的比特序列的子集。这种情况下，码率为R，大于纠错编码时的码率。这样，因为重发分组时发送了与初期发送的序列不同的子集的编码序列，所以，在接收部分可以对保存在接收缓存中的初期接收分组及重发的分组进行合成。采用这样的方法，可以用凿孔之前的码率 进行解码，从而在获得时间分集效果的基础上提高编码增益，以谋求接收性能的改善。 RRRRR第81页/共106页第82页/共106页2.7 多径衰落对策 2.7.1 自适应无线资源控制 问题：移动通信环境中，接收信号是多个时间延迟的反射波和散射波的合成信号。接收信号会受到： 由于基站和移动终端之间的距离产生的衰减； 由于高大建筑物

44、及地物等遮挡引起的阴影衰落； 由于移动终端周围的建筑物、地物等反射和散射引起的瞬时衰落等传输变化。 小区边缘的移动终端会受到来自周边小区的很强的同信道干扰 接收信号的希望波功率与干扰功率之比SIR随时间变化 第83页/共106页为了减小SIR随时间变化的问题，采用自适应发送功率控制（transmission power control，TPC）。 自适应TPC：在保持物理信道的信息速率一定的前提下，根据接收信道的状态自适应地控制基站的发送功率，使移动终端获得所需要的SIR。即在受到衰落变化使接收信号变小的情况下，增加发送功率以满足所需接收SIR，来补偿接收信号质量的恶化。 基于SIR测量的高速

45、TPC应用于上行及下行链路时，能够用最小的发送功率保证所需要的接收信号质量，达到增加系统容量的目的。特别是对于上行链路，为了解决远近问题， 必须采用高速TPC，以确保基站接收到各个移动终端的接收SIR是相等的。 第84页/共106页FER：Frame Error Rate RNC：Radio Network Controller BS2BS1RF回路A/D匹配滤波器Rake合成信道解码外环SIR测量目标SIRTPC指令内环TPC指令发生器RNC合成选择FER测量目标SIR控制目标FER基站对各个时隙中Rake合成信号的SIR进行测量，生成一个欲使测量的SIR值等于目标SIR值的二进制TPC控制

46、比特，并通过反向链路（下行链路）上的DPCCH发送，移动终端根据控制比特控制发送功率的增减。 内环控制第85页/共106页问题： 即使采用相同的SIR目标值，由于传输路径数、移动终端的移动速度（最大多普勒频移）等传输环境以及SIR测量方法的差异，也未必能得到相同的接收质量（BLER 或BER）。 利用外环测量长区间的接收质量，基于该收信质量的测量值，在缓慢的周期内对目标SIR进行校准。 第86页/共106页2.7.2 分集技术 接收天线分集 合成 在空间分离设置的多个天线（在实际系统中采用两个分支）及接收系统，选择衰落相关小的多个接收信号，或者对多个接收信号进行合成的方法以抑制

47、由于衰落变化使接收信号急剧变小而导致误比特率增加的技术。因为接收天线分集不太依赖于传输信道的差异（路径数、延迟扩展、最大多普勒频移等），所以能够增加接收电平，这是一种非常实用的有效技术。第87页/共106页合成信号包络接受信号包络A接受信号包络B选择合成后的接收信号包络线第88页/共106页分支1的输出分支2的输出(a) 空间分集(b)极化分集分支1的输出分支2的输出第89页/共106页分支1的输出分支2的输出(c) 角度分集第90页/共106页调制器)(1f调制器)(2f接收机)(1f接收机)(2f分支1的输出分支2的输出(d) 频率分集延迟延迟分支1的输出分支2的输出(e) 时间分集第91

48、页/共106页选择接收机 1接收机 N检测信号电平最大的分支选择合成第92页/共106页检测相位变化补偿相位变化检测相位变化补偿相位变化等增益合成第93页/共106页检测信号电平检测相位变化补偿相位变化检测信号电平检测相位变化补偿相位变化最大比合成第94页/共106页匹配电路二天线元方式的手机手机中的分集接收方法发射机接收机1接收机2平面天线（倒F天线筐体鞭状天线第95页/共106页基站采用的阵列天线分集第96页/共106页 Rake相关接收（Rake时间分集） : 时隙k中DPDCH的第n个符号在第l条路径的解扩后的信号 ( , )lr n k: 接收信号在第l条路径（，L是Rake合成的路径数）上时隙k中 由于衰落引起的信道变化 .( )lk( )lk: 的估计值( )lk1( , )( , )( )Lllld n kr n kk第97页/共106页 发送分集 基站采用天线间的衰落相关值小于1的两副天线对同一个通信用户传输信号，能够在不增加移动终端接收机复杂度的条件下，利用分集效果实现下行链路的高质量接收。发送分集的类型： 不需利用移动