具有高功率因数软开关PWM变换器仿真

1、 具有高功率因数软开关PWM变换器仿真摘要：一个新的基于软开关技术PWM变换器的介绍。这个转换器比传统的技术使用最小数量的设备,和要求更少的转换操作。交换是在一个ZVS(零电压开关)模式下实现,因此减少了损耗,EMI(电磁干扰)被抑制。本文分析了ZVS的操作,探讨了维持单位功率因数和恒定直流电压不变的方法。 改变调制指数M和相位角使输入电流与电压同相。它还使电流正弦,确保恒定的输出电压。关键词：软开关、变频器、ZVS(零电压开关),脉宽调制,EMI(电磁干扰)1.介绍 随着电力电子技术的发展，固定功率转换设备如 AC-DC转换器和 DC-AC逆变器广泛应用于各行各业中。 然而,这导致了一些问题

2、,例如,在主要供应增加不必要的谐波,功率因数的不断恶化 和通过改变的电压和电流应力引起的EMI(电磁干扰）。这技术是倾向于利用带有谐振软开关PWM的功率变换来减小EMI。 这技术通常使用除了可控设备的外部电路从而使主电路变复杂。尤其是对三相PWM逆变器,外部电路不仅增加设备的数量,也使控制序列的转换设备复杂化。PWM变换器已经引起了相当大的关注,因为它作为一种 AC-DC转换装置,它有一个双向能量转移能力、高功率因数、低谐波电流。在本文中,我们提出一个你能软切换的三相PWM变换器,描述其仅在ZVS(零电压开关)模式下的工作原理和控制转换操作, 而且有一个简单的结构。它要求的开关操作步骤少,具有

3、比如功率因数为1,有效的EMI抑制,低输入电流谐波分量和双向功率传输能力的优势。2. 电路结构和开关模式分析 图1显示了有软切换的三相PWM变换器逆变器结构。左边的部分是一个 AC-DC转换器,而右边是一个 DC-AC逆变器。在中间是一条ZVS电路。所有的开关都被一个缓冲器C8和冷凝器E4I分流。分析了电路共振操作,图2显示的是一个等效电路。由于频率变换器的载波频率远高于主电源提供的和逆变器输出的。输入到变频器的电流和逆变器输出的电流可以被认为在一个周期内是恒定的,因此被视为恒流源。在图2 中的Ts, Ds, Cr分别表示电源开关,续流二极管 ,转换器和逆变器的缓冲电容器 。当三相桥臂上下开关

4、打开时，我们选择Cr = 3Cs。当Cr的电压是零时，电源开关改变状态。 图1. 软开关三相PWM逆变器 图2.PWM逆变器的等效电路 图3. 用于分析的等效电路由于转换器的开关动作和逆变器同时发生，该系统可以进一步简化为图3所示的等效电路。在下面，我们描述了软开关操作由9种不同的模式。运作模式如图4所示，L中的电流和在缓冲电容器C的电压的波形共振在图5中给出了。模式 a (- Tc1导通) : (- tl)TC1是导通的，直流电源 Ed和Is给负载提供电流IL。 i Lr= 0, Vcr = Ed。模式 b ( Tc2是导通的- Tc1是关闭的) : ( tl- t2) T c2在T1时刻导

5、通，所以L上的电压是 Ed/2，电流 i Lr在增大，显然Tc2在ZVS和ZCS模式中导通。当i Lr =I1时，I1是一个预先设定的值并且比TL变得更大。Tc1关闭。模式 c (Tcl 关闭Ds 导通): (t2-t3)、让Tcl 在t2时间关闭。因此，谐振发生在Lr和Cr之间，Cr通过Lr和负载IL放电，导致Vcr的逐步减少。由于Lr的两端的电压是Ed/ 2，Tcl的关断发生在ZVS模式。当Vcr= 0时，二极管Ds导通。模式 d (Ds导通-Dc2导通): (t3-t4)当Ds是导通的Lr中的能量被转移到提供Ea/2 电压的电源中。导致i Lr 逐步减少，直到i Lr = 0。模式 e

6、(Dc2导通-Ds关闭, Ts导通): (t4-ts)提供Ea/2 电压的电源通过Dc2 向Lr传输能量。因为Lr上的电压是Ea / 2，在模式b是在相反的方向，它的方向被反转并且它的值上升。显然在ZVS方式在此期间,Tc2是关闭的, 在t5时i Lr =IL，二极管Ds是关闭的。 模式 f (Ds关闭, Ts 导通-Ts 关闭): (t5-t6)为了让后续的共振完成,开关Ts必须短暂的短路,以便使Lr得到一个E d / 2的电压使i Lr 上升。模式 g (Ts关闭-Dcl导通): (t6-t7) 在时间t6 ，i Lr 等于预设值I2。Ts是关闭的 。在这种情况下,Cr和Lr之间的共振再次

7、发生 。Ts的接通和断开发生在公共线路之间的电压是零时，因此，是在ZVS模式下操作的。当i Lr >IL 时i Lr 开始给Cr充电直到Vcr=Ed模式 h (Dcl导通-Dcl关闭 Tcl导通): (t7-t8)Cr终止充电，二极管Dcl是导通的，Lr剩余的能量又回到电源。显然，在这时在ZVS模式，Tcl导通，当Lr得电流反馈到电源，使得Lr中电流在减小。模式 i (Dcl关闭, Tcl导通-Dc2关闭): (t8-t9)当i Lr <IL，Dcl关闭，提供电压Ed的直流电源通过Tcl补充电流给负载。当i Lr = 0，负载电流完全由Ed提供。 图4工作模式3.PWM转换器的操作

8、 从图4所示的模式和图1所示的Tcl和Tc2的开关频率是非常高的。总是期望有个开关损耗小的逆变器可以输出高的线电压。另一方面，在一个AC-DC变换器，一个单位功率因数和恒定的输出直流电压有效电压利用率的条件是调制波形。因此，我们选择的调制信号eu，ev和ew如图6所示。与传统的正弦波、三角波的方法相比，所提出的调制波，不仅增加了输出电压的15%，而且还降低开关操作，因为在整个周期的1/3内没有切换发生。此外，我们使用一个锯齿波形为载体，而不是传统的等腰三角形的信号。在一个ZVS载波周期内所选择的带有正弦波、三角波方法的载体和调制波形的结合把开关信号数从3降到6.自从开关器件和缓冲电容器并联，三

9、相开关的导通时发生在锯齿波形陡峭的边缘附近。 而关闭可能发生在任何时间。 在三相PWM调制中端子R和S之间的电压VRS的光谱特性示如图6所示，可以通过双重傅立叶级数展开求得。 图5. 共振波形 图6. 三相PWM脉冲的产生原理4.输入功率因数和输出电压的控制当PWM脉冲施加到左边的开关（见图1），如图6所示，一个三相交流电压在终端R，S和T的产生，考虑在图7中所示的等效电路中的PWM变流器R相。让R相交流电压为Vr，Vr是三相电源的R相的电压，LR是串联电感。为简单起见，假定寄生电阻R是微不足道的。在这些假设下，图7的电压方程是 VR = (jLR)iR+ VR (1)电压的关系可以由如图8所

10、示的一个矢量图说明，改变调制指数M和相位差，或等价地，改变VR 矢量的大小和方向，可以调整电感LR两端的电压VLR的使它垂直于VR。在这种情况下，iR成为相VR，因此实现了单位功率因数。从图8，当iR和VR是同相的，或者换句话说，VLR垂直于VR，VR要滞后VR一定的角度，和VR必须落在直角三角形 AOB 的斜边AB上。在图1所示的系统，它是取1为功率因数，同时，适当的输出水平电压也是很重要的，否则系统将无法正常运行。仿真结果表明，单位功率因数和合适的输出电压这两个要求不能仅仅通过调整调制指数M或相位差同时满足。这是因为，当保持m，例如，VR可以沿斜边移动由于Ed的直流电压的波动将导致iR相不

11、稳定。这种电压波动引起的相变难以通过相位差调整控制。另一方面，当固定，Ed的变化将使VR幅度波动，因此iR会波动。只调整M将Ed趋向于无穷大（比电源电压高很多）或零。因此，VR，iR和Ed必须检查，M和必须一起进行调整了才能实现上述目标。图9是输入功率因数和三相PWM变换器输出的直流电压控制图。对三相交流电源的R相电压第一个被检测。所得到的信号延迟了2和作为相位检测器VRP的基准相位。在相位检测器，VRP是和R.相电流iR相比，不同的是，低通滤波然后用来调整调制信号的相位差如图6所示。同时，从检测转换器输出得直流电压Ed与预设值E*d相比。不同的是，Ed通过PI调节器和一个低通滤波器得到的，然

12、后用来调节调制指数M。桥臂开关由由PWM产生的脉冲控制。图10显示的是从基于图9计算机仿真得到的波形，其中（a）显示输出电压的Ed，（b）是相电流iR和基准电压VRP，（C）是相位检测器的输出电压，（d）和（e）是分别是R相的电压VR和电流iR 。观察得到的Ed是稳定在282伏直流电压，相电压VR和电流iR完全相同的。只要VR和iR同相位，相位差平均（参见图（C）为零，并且iR和VRP总是有一个/ 2相位差。 图7.PWM变换器的单相等效电路 图8.PWM变流器电流矢量和电压矢量 图9.功率因数和输出电压的控制 图10.仿真波形图11显示了实验中所用的调制波形（指在图6中的eu，ev）。该系统

13、是由TMS320C240 DSP控制。如图12的DSP所示PWM产生的U相、V相脉冲。如图13中的脉冲驱动转换器的输入电流波形和正弦波形相似。该参数用于仿真和实验。该电源频率为50赫兹的， 谐振电感Lr= 6uH电源的交流电压 是1152V， 谐振电容，Cr= 3C s= 3×66 nF， 耦合电感L R= 5 MH 载波频率fb = 20 kHz电阻R R= 50m 直流负载R = 28.28 滤波电容器Cd = 3 000 uF 图11.在实验中使用的调制波形 图12.由DSP产生PWM脉冲 图13.实验中的输入电流波形5. 结论 我们已经介绍了使用软开关PWM变换器。它具有结构

14、简单，比传统技术需要较少的切换操作。开关操作工作在ZVS模式，从而降低开关损耗和抑制电磁干扰。本文详细阐述了软开关电路的操作，并讨论了已知单位功率因数和恒定的输出电压的控制方法。传统的交流-直流转换器使用二极管整流器通常导致严重的谐波问题以及在负荷变化时输出电压波动。在交直流PWM变换器，输入电流保持与输入电压的相位相同，输入电流波形是严格正弦，和输出电压保持恒定。这是通过同时调整调制指数M和调制信号的相位得到的。当调制指数太小，直流电压的波动增加，功率因数在控制范围内下降。由于矢量VR在弦AB，略大于VR，M的值应略大于1。因此，调制信号可参考文献 6 。从提高输出电压和降低开关操作数的观点

15、，这样的选择是合适的。一般来说，在参考文献 6 选择的调制信号介绍了理想的输出电压波动的抑制，实现了单位功率因数，输出电压的增加，以及开关损耗减少。当输出电压低于指定值，输出电压与M是成反比的。另一方面，如果输出大于指定的电压，输出与M.是成正比的。通过使用所提出的方法，即，改变相位检测器的参考电压的相位，可以得到单位功率因数。它也可以实现在功率因数任意控制。这意味着，电流可以超前或滞后，从而实现双向功率传输：给电动机供电，或电机能量回流给电源。参考资料1 DeDonker R.W., Lyons J. P., The auxiliary resonant commutated pole co

16、nverter, IEEE-IAS Conference Proceedings, 1990:1228 - 12352Taniguchi, Komiyama, Quasi-resonant ZVS PWM inverter, Trans. IEEofJapan, 1993, 113-D(11):1324-1325 3 Taniguchi, Trend of circuit topologies for resonant inverter, Trans. IEE of Japan, 1997,117-D(2):123-125 4 Luigi Malesani, et. al., High eff

17、iciency quasi-resonant DC link three-phase power inverter for full-range PWM,IEEE Trans. IA ,1995,31(1) :141 - 1475 Taniguchi, Komiyama, Irie, A PWM method for quasi-resonant zero-voltage-switching inverter, 5-th Europian Conference on Power Electronics and Application,EPE'93 Proceedings, 1993, 3(3) :41 - 456Taniguchi, Irie, The modulating signals for three-phase PWM inverter, Trans. IEE of Japan, 1985, 105-B(10) :880 - 8867Chen, Taniguti, Nakamura, A PWM method for s