在线式UPS的原理分析报告

1、工频在线式 UPS 的原理分析On line UPS Principle Analysis-Daibf1 在线式 UPS 工作原理电路结构如图 3 1 所示，输入滤波器实质上就是EMI 滤波器，一方面滤除、隔离市电对UPS 系统的干扰，另一方面也避免UPS 内部的高频开关信号“污染”市电。在线式 UPS 不论是由市电还是由蓄电池供电，其输出功率总是由逆变器提供。市电中断或送电时，无任何转换时间。平时，市电经整流器变成直流， 然后再由逆变器将直流转换成纯净的正弦电压供给负载。 另一路，市电经整流后对蓄电池进行充电。正常供电时的工作原理见图 3 1 （a ）。图 3 1 （a ）正常供电时在线式U

2、PS 工作原理示意图一旦市电中断时， 转为蓄电池供电， 经逆变器把直流转变为正弦交流供给负载。市电中断时的工作原理见图3 1(b) 。图 3 1 （b ）市电中断时在线式UPS 工作原理示意图图 3 1 （c）市电正常而逆变器故障时的工作原理示意图在市电正常供电状态下， 若逆变器出现故障， 则静态开关动作转向由市电直接供电，此时的工作原理见图3 1(c) 。如果静态开关的转换是由于逆变器故障引起，UPS 会发出报警信号；如果是由于过载引起，当过载消失后，静态开关重新切换回到逆变器输出端。2 在线式 UPS 充电电路虽然后备式 UPS 中的恒压充电电路具有电路简单、成本低廉等优点。但这种充电电路

3、使蓄电池组初期充电电流较大，影响蓄电池的寿命。所以在在线式UPS 中一般采用分级充电电路，即在充电初期采用恒流充电，当蓄电池端电压达到其浮充电压后，再采用恒压充电。在线式UPS 蓄电池的典型充电特性如图32 所示。图 3 2 在线式 UPS 蓄电池理想充电过程图 3-3 小型在线式 UPS 充电电路图 3 3 所示为小型在线式 UPS 的常见充电电路， 该电路的工作原理如下：变压器将市电电压由220V 降到 110V ，经整流滤波后变成140V 的直流电压 U1 ，这个电压分成两路：一路由 R1 降压和 V1 、V2 稳压后，得到 18V 左右的电压 U2 ，加到集成控制器（ UC3842 ）

4、的 7 端，作为该控制器的辅助电源；另一路经电感 L1 后加到场效应管 V3 的漏极。 V3 工作在开关状态，是个提升式（ BOOST ）开关稳压器， 当 UC3842 的 6 端输出一正脉冲方波时， V3 导通，电压 U1 几乎都降在电压 L1 上，通过 L1 的电流等于漏极电流 ID ，当正脉冲方波过去后，在该脉冲的后沿激起一个反电势电压u。这个反电势电压的方向正好与整流电压 U1 相叠加，经过二极管V4 的充电电压 UO 为： UO=U1 u这样，蓄电池就得到了足够的充电电压，因为t和ID由电路参数决定，该充电电压是固定不变的。 随着电池组的充电， 当其端电压提高到设定值后，再经 R7

5、送到 RP 及 R5 组成的分压器上，经分压后的反馈信号送到 UC3842 的输入端 2 ，经过该信号的控制， 使 6 端输入脉冲的频率降低， 这样一来充电电压的平均值比原来减小，于是充电的电压被稳定下来。电流的控制过程是这样的： 电流的采样信号是由V3 源极上的 R10 取得的，当充电电流增大时， 由于对应频率的增加， V3 开关频率增加， 在 R10 上通过电流所造成的电压平均值增大，这个增大了的电压US 经 R11 、C6 平滑后送到UC3842的 3 端，使 6 端输出脉冲的频率下降，从而也稳定了电流。由上述可见，这个充电电路实际上是个具有限流稳压功能的开关电源，只要将额定电压、 浮充

6、电压、恒流充电电流设置恰当， 就能使蓄电池的充电过程基本上沿着理想的充电曲线进行，从而延长蓄电池的使用寿命。3 在线式 UPS 逆变器3.1 逆变器控制技术正弦脉宽调制正弦脉宽调制是根据能量等效原理发展起来的一种脉宽调制法，如图3 4所示。为了得到接近正弦波的脉宽调制波形，我们将正弦波的一个周期在时间上划分成 N 等份（N 是偶数），每一等份的脉宽都是2 /N 。在每个特定的时间间隔中，可以用一个脉冲幅度都等于Um、脉宽与其对应的正弦波所包含的面积相等或成比例的矩形电压脉冲来分别代替相应的正弦波部分。这样的N 个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。图 3 4 正弦脉宽调制的能

7、量等效图（a）调制电路(b) 波形图图 3 5 正弦脉宽调制法调制电路及波形图在实际的小型 UPS 中，常用图 3 5 （a ）所示的用比较器组成的正弦脉宽调制电路来实现上述脉宽调制的目的。若将三角波脉冲送到比较器的反相端，将正弦波送到比较器的同相端， 则在正弦波电压幅值大于三角波电压时，比较器的输出端将产生一个脉宽等于正弦波大于三角波部分所对应的时间间隔的正脉冲。于是在电压比较器的输出端将得到一串矩形方波脉冲序列。 假设三角波的频率 f 与正弦波的频率 f之比为 f /f =N（N 称为载波比） ，为了使输出方波满足奇函数，N 应是偶数。 这种正弦脉宽调制方式的另一个重要特点是： 在正弦波幅

8、度小于三角波幅度范围内，输出波形中不包含 3、 5、 7 次等低次谐波分量。在脉宽调制输出波中仅存在与三角波工作频率相近的高次谐波。在目前实际使用的中、小型 UPS 中，正弦波的工作频率是50Hz ，三角波的工作频率在8 40kHz之间。因此，采用这种正弦脉宽调制法的逆变器输出电压波形中，实际上基本不包含低次谐波分量，它们所包含的最低次谐波分量的频率都在几kHz 以上。正因为如此，在正弦波输出的UPS 装置中，逆变器所需的滤波器尺寸可以大大减小。实际上，在目前的中、小型电源中，一般都是利用输出电源变压器的漏电感再并联一个 8 10 F的滤波电容即可构成逆变器的输出滤波器。3 2 逆变器电路在线

9、式 UPS 多采用单相桥式逆变电路，如图3 7 所示。它是由直流电源E、输出变压器 T 及场效应管 V1 V4 管组成。图 3-7 单相全桥逆变电路单相桥式逆变电路按其工作方式可分为：同频逆变电路、倍频逆变电路。（ 1）同频逆变电路在同频逆变电路中，场效应管V1 、V2 、V3 、V4 的栅极 G1 、G2 、G3 及G4 分别加上正弦脉宽触发信号，其波形如图3 8 所示。在 to 期t1间，uG1 与 uG2 为一组相位相反的脉冲。 uG3=0,uG4为高电平；在 t1 期t2间，uG3 与 uG4 为一组相位相反的脉冲， uG1=0,uG2为高电平，其工作过程如下： V1 栅极出现第一个脉

10、冲时，V2 的栅极脉冲消失，于是V1 、V4 导通；V2 、V3 截止。输出变压器初级电流i1 沿着 E V1变压器初级V4 E路径流动。由于V1 、V4 导通，电源电压几乎全部加在变压器初级两端，即：电源的能量转换到变压器，变压器次级感应出电压。图 3 8 同频逆变电路主要波形由此可见， V1 的栅极出现第一个触发脉冲时，变压器初、次级同时出现宽度相同的脉冲。 不难推出， V1 的栅极出现第二至第九个触发脉冲时，变压器初、次级也同时出现与图3 8 宽度相同的第二个至第九个脉冲。其输出电压波形如图 3 8 （e）所示。在 t1 t2期间，分析方法与 t0 相t1同，由分析可见：· u

11、O 是正弦脉宽调制波。· uO 中脉冲频率与驱动信号（ uG1 uG4) 中脉冲频率相同，故将这种逆变电路称为同频逆变电路。（ 2）倍频逆变电路在倍频逆变电路中，场效应管V1 、V2 、 V3、V4 栅极 G1 、G2 、G3 及G4 分别加上正弦脉宽触发信号如图3 9 所示。图中 uG1 与 uG2 ，uG3 与uG4 相位相反，其工作过程如下：在 t0 t1 期间：uG1>0 、uG4>0 ，uG2=0 、uG3=0 ，V1 、V4 导通， V2 、V3 截止。变压器初级电流 i1 沿着 E V1变压器初级V4 E路径流动，由于V1 、V4导通，故：电流的能量转移到变

12、压器，变压器次级感应出电图 3 9 倍频逆变电路主要波形压 ,在这个电压推动下，变压器次级感应电流iO 沿着“ 3” R L“ 4”路径流动。变压器中能量一部分消耗在R 上，另一部分储存在L 中，uO 的波形如图3 9 （ e）图所示。在 t1 t2 期间：uG1>0 、 uG3>0 ，uG2=0 、uG4=0 ， V4 截止。 iO 不能突变， iO 继续按原来方向流动， 负载电感中的能量一部分消耗在负载电阻上，另一部分储存在变压器中。 i1 也不能突变， 它沿着“2” V7 V1“ 1”路径流动，变压器中的能量消耗在回路电阻上； 由于 V7 、V1 导通，u21 0,uO 0。

13、故不会出现尖脉冲。变压器中能量释放完后，V1 自动截止。在 t2 t3 期间：uG1>0 、 uG4>0 ，uG2=0 、uG3=0 ， V1 、 V4 导通， V2 、 V3 截止。 i1沿着 E V1变压器初级V4 E路径流动由，于 V1 、V4 导通，故：i0沿着“ 3” R L“ 4”路径流动。在 t3 t4 期间：uG2>0 、 uG4>0 ，uG1=0 、uG3=0 ， V1 截止。 iO 继续沿着原来路径流动，负载电感 L 中的能量一部分消耗在负载电阻R 上，另一部分储存在变压器中。i1 一方面沿着“2” V4 V6“ 1”路径流动变，压器中的能量消耗在回

14、路电阻上； i1 另一方面沿着“2” V7 E V6“ 1”使变压器中的能量反馈给电源。由于 V6 、V4 导通， u21 0,uO 0，故不会出现尖脉冲。变压器中能量释放完后， V4 自动截止。以后便重复上述过程， uO 的波形如图 3 9(e) 所示。由图看出：·输出电压 uO 也是正弦脉宽度调制波。·输出电压 uO 中脉冲频率是驱动信号中脉冲频率的两倍，故将这种逆变电路称为倍频逆变电路。4 具有双闭环的在线式UPS 控制电路为了提高输出电压的稳压精度、改善输出波形，UPS 往往采用闭环电压控制电路和闭环波形控制电路。具有这种双闭环调节系统的UPS 反馈控制电路如图 3

15、10 所示。图 3-10 UPS的双闭环反馈控制电路4.1 电压闭环控制电路电压闭环控制电路是由直流电压检测电路、给定电压、误差放大器组成。（1 ）直流电压检测电路直流电压检测电路是由检测变压器T、单相全波整流电路V1 V2 、电阻分压器 R1 、R4 、R5 组成。（2 ）给定电压给定电压 Un 是由 12V 电源、电位器RP、电阻 R3 构成分压器提供的。（3 ）误差放大器误差放大器是由运放N1 、电阻 R6 构成的反相放大器， C1 的作用是抑制高频振荡，放大器输出电压Uk 为： Uk=K1(Un Uv ）（4 ）跟随器跟随器由运放 N2 构成，其输出电压UL=UK 。（5 ）Sigma

16、PWM集成芯片N4 是 SigmaPWM集成芯片。跟随器N2 输出电压 UL 加在 N4 的控制端（ 16 脚）。N4 输出标准的正弦波交流电压 US ，其电压的幅值受跟随输入电压控制。4 2 波形闭环控制电路（1 ）交流电压检测电路交流电压检测电路由检测变压器T（ U21 ）、电阻分压器R9 、R11 组成。设反馈系数为 F ：则反馈电压 Uf=FUO（2 ）给定电压给定电压由 SigmaPWM集成芯片提供， 15 脚输出，它通过 R17 、C8 加在 N3 的反相端，设给定电压为UM 。（3 ）误差放大器误差放大器由运放N3 、R12 R16 、C4 C7 组成。图中： R14 、C6 构

17、成校正环节： C4 、R12 、R13 也构成校正环节， C5 、R16 是为了减少运放N3 失调电压的； C7 是抑制放大器高频振荡的，静态时校正环节不起作用，误差放大器输出电压 UC 作为 PWM 调制的基准正弦波电压。4 3 闭环反馈调节系统（1 ）闭环波形控制环路4.3闭环波形控制框图如图3 11 所示。图 3 11 闭环波形调节系统框图图中： K3 是交流电压误差放大器的增益；K4 是正弦脉宽调制器的传递函数；K5 是逆变器的传递函数； F 是检测电路的反馈系数。根据图3 11 可以写出：U0=K3· K4· K5（ UM Uf ）由于 K3 、K4 、K5 、U

18、F 为常数，因此 UPS 输出电压 UO 波形与给定电压UM波形相同，也是高质量的正弦波。（2 ）闭环电压控制环路图 3 12 闭环电压调节系统框图闭环电路调节系统框图如图3 12 所示。图中：K1 是直流电压误差放大器的增益； K2 是 SigmaPWM集成芯片控制系数。5 在线式 UPS 的同步锁相电路在线式 UPS 同步锁相电路如图3 13 所示，它是由晶体振荡器、分频器、同步信号选择器等组成。图 3 13 采用锁相环的输入逻辑电路5 1 晶体振荡器在图 3 13 中，晶体振荡器是由石英晶体Y、电阻 R1 R2 、电容器 C1 C2 、非门 U1 组成，它的功能是产生频率为2.16MHz

19、的脉冲。由于晶体温度稳定性高，故采用晶体振荡器作为频率源。52 分频器分频器是由四块集成电路40103组成分频器。集成电路40103是可预置的同步二进制减法计数器。U2 为 216 分频器，它将晶体振荡器输出频率为2.16MHz的脉冲信号分成频率为10kHz的脉冲信号，作为U3 、U4 、U5 的时钟。U3 为 200 分频器，它将 10kHz的脉冲信号分成频率为50Hz 的脉冲信号，该信号作为内振信号输出。 U5 为 202 分频器，它将 10kHz的脉冲信号分频成频率为49.5Hz的脉冲信号，该信号作为下限频率脉冲输出。U4 为 198 分频器，它将 10kHz的脉冲信号分频成频率为50.5Hz的脉冲信号，该信号作为上限频率脉冲输出。5 3 同步信号选择器同