三电平逆变器中点电位平衡控制研究毕业论文-副本

1、攀枝花学院本科毕业设计（论文）三电平逆变器中点电位平衡控制研究学生姓名： 学生学号： 201210502052院（系）： 电气信息工程学院年级专业：12级电气工程及自动化指导教师： 二一六年五月攀枝花学院本科毕业设计（论文） 摘要摘要中点钳位型三电平逆变器是众多三电平逆变器拓扑结构中，电路结构简单、易于实现数字化调制的，但是由于其拓扑结构的特点难免会出现中点电位不平衡的现象。该现象导致逆变器输出波形的谐波含量增加，甚至产生畸变，影响逆变器系统的安全可靠运行，因此，必须对中点钳位型三电平逆变器的中点电位进行控制。本文主要采用的是空间矢量PWM控制方法，分析了空间矢量调制的基本原理，推算出各个区域

2、各个小三角形的判断规则，并根据参考矢量落在某区域某小三角形内来计算出各个合成电压矢量的作用时间以及矢量优化方法。然后再基于中点钳位型三电平逆变器中点电位不平衡的原因，提出中点电位调制算法。最后在MATLAB/Simulink仿真平台上对中点电位平衡控制进行仿真并验证该控制方案的正确性和可行性。关键词三电平逆变器，中点钳位，中点电位，空间矢量I攀枝花学院本科毕业设计（论文） ABSTRACTABSTRACTNPC three-level inverter has more simple circuit structure and is easier to achieve modulation a

3、mong many kinds of three-level inverter topology. However, because of the characteristics of its topology, the problem of neutral-point unbalance may occur, which will cause a higher harmonic content in the waveform of inverter, even distortion affecting the stable operation of inverter system. For

4、this reason, we have to control the neutral point of NPC three-level inverter.The thesis analyzes the basic principle of vector modulation technique and calculates the judgment of triangles in every area. And according to vector in some triangle, the functioning time of the synthesizing voltage vect

5、ors and the optimizing way of the vectors can be calculated. After that, the neutral-point modulation algorithms can be put forward on the basic of the reasons of the unbalanced neutral-point of NPC three-level inverter. Lastly, the balanced control of neutral-point will be simulated and proved in M

6、ATLAB/Simulink.Key words Three-level inverter, Neutral Point Clamped, Midpoint potential, SpaceVectorII攀枝花学院本科毕业设计（论文） 目 录目 录 摘要IABSTRACTII1 前言42 三电平逆变器的拓扑结构及其工作原理62.1引言62.2飞跨电容型三电平逆变器62.2.1拓扑结构及工作原理62.2.2飞跨电容型三电平逆变器的特点82.3级联型三电平逆变器82.3.1拓扑结构及工作原理82.3.2级联型三电平逆变器特点92.4中点钳位型三电平逆变器92.4.1拓扑结构及工作原理92.4.2

7、 NPC三电平逆变器的特点102.5本章小结103 NPC三电平逆变器SVPWM控制方法研究113.1引言113.2 NPC三电平逆变器空间电压矢量113.3 NPC三电平逆变器空间电压矢量PWM的传统算法133.4矢量分配及优化173.5 本章小结184 中点电位平衡控制研究204.1 引言204.2 NPC 三电平逆变器中点电位不平衡原因204.3 中点电位平衡控制224.4 调节因子失效与修正234.5 本章小结245 实验仿真255.1 引言255.3 仿真结果275.4 本章小结296 全文总结30致谢3133攀枝花学院本科毕业设计（论文） 1 前言1 前言需要应用到逆变器的场合非常

8、广泛，在能源转换的过程中起着不可或缺的作用，而两电平逆变器由于具有功率管的开关损耗高、输出电压电流谐波含量较高、功率管承受的电压较大的等特点，在中高容量场合应用得不是很广泛。三电平逆变器的出现，将大功率逆变器的研究提升到了新的阶段。如果是要跟两电平逆变器相比较的话，则三电平逆变器具有以下优势：（1）开关管的开关损耗低；（2）相同开关频率下，输出电压电流谐波含量大幅降低；（3）开关管承受的电压为直流电源电压的一半1。因此，三电平逆变器在高压变频器、静止无功发生器、有源电力滤波器、柔性交流输电、电网无功补偿和吸收等多个领域得到了广泛的推广。其中，NPC三电平逆变器是相对与其它拓扑结构的逆变器被研究

9、得最为热门的。该逆变器由于自身拓扑结构特点，难于避免地出现直流侧中点电位不平衡现象。中点电位不平衡会给逆变系统带来诸多问题，主要为：系统器件击穿风险增大，输出波形产生畸变，输出波形谐波含量增大，功率管承受电压增高以及使用寿命变短，导致系统输出电能质量变差。为了使NPC三电平逆变器安全稳定地运行，必须确保直流侧电容中点电位平衡。平衡中点电位的方法主要有两种，分别为硬件控制方法和算法控制方法。硬件控制方法则是选择在直流侧使用两个独立的直流电源，直接避免了中点电位不平衡；算法控制方法则是通过调整脉冲宽度调制（PWM）脉冲序列来平衡中点电位。如果采用硬件控制方法，则增加硬件使系统成本增加，如果采用算法

10、控制方法则不会增加系统成本，因而更具用吸引力。本文的研究目的就是采用算法控制方法中的一种来实现中点钳位型三电平逆变器中点电位平衡控制。该方法是以SVPWM算法为基础，引入调节因子，并分析在部分区域失效的原因和提出修正的方法。本文的主要内容划分为六个章节进行阐述，各个章节的主要内容如下：第1章阐述了本课题的研究背景和意义，扼要介绍了中点钳位型三电平逆变器的优缺点和本文的研究目的。第2章阐述了常见的三电平逆变器拓扑结构以及工作原理，具体分析了相对应的优缺点。第3章介绍了中点钳位型三电平逆变器SVPWM理论知识和传统算法，给出了矢量作用时间的计算公式并提出矢量的优化策略。第4章针对中点钳位型三电平逆

11、变器拓扑结构分析中点电位不平衡的原因，建立中点电流的数学模型，提出中点电荷的调制方法。第5章在MATLAB/Simulink仿真平台上对中点电位平衡控制进行仿真并验证该控制方案的正确性和可行性。第6章对全文的内容进行总结，并且提出了算法中存在的一些问题和给出了进一步研究方向的指导和个人建议。攀枝花学院本科毕业设计（论文） 2 三电平逆变器的拓扑结构及其工作原理2 三电平逆变器的拓扑结构及其工作原理2.1引言三电平逆变器发展出很多类型的拓扑结构，目前常见的有以下三种：飞跨电容型三电平逆变器（Flying-capacitor Three-level Inverter)、级联型三电平逆变器（Casc

12、ade Three-level Inverter）、中点钳位型三电平逆变器（Neutral-point-Clamped Three-Level Inverter）。下面分别就这三种常见的三电平逆变器拓扑结构进行分析。2.2飞跨电容型三电平逆变器2.2.1拓扑结构及工作原理飞跨电容型三电平逆变器2的电路拓扑结构如图2-1所示。图 2.1 飞跨电容型三电平逆变器拓扑结由图2.1可以看出，该拓扑结构中每个桥臂包含四个开关器件，四个反并联二极管和一个电容。另外，直流侧有两个相同的电容器串联，因此，飞跨电容电压必须等于，这样电路才能正常工作。以A相为例子，开关与、开关与工作状态互补，并以表示A相的输出状

13、态。如图2-2(a)所示，当与同时导通，与同时关断时，输出与直流正母线相连，输出为高电平，定义为P状态，则Sa=P，=；如图2-2(b)所示，当与同时导通，与同时关断时，输出与直流负母线相连，输出为低电平，定义为N状态，则=N，=-；如图2-2(c)所示，当与同时导通，与同时关断时，直流母线对电容充电，输出为零电平，定义为O+状态，则=O，=0；如图2-2(d)所示，当与同时导通，与同时关断时，电容对负载放电，输出为零电平，定义为O-状态，则=O，=0。图2-2 A相的三种开关状态（以电流流向负载为例）综上所述，只用当飞跨电容型逆变器处于O+状态和O-状态时，才会对电容Ca的电压产生影响，而处

14、于P状态和N状态则不会。要使逆变器正常工作，必须确保电容Ca的电压平衡。O+状态和O-状态分别对电容Ca进行充电和放电，因此，使得O+状态和O-状态所持续的时间相同，就可以确保电容Ca的电压平衡。 表2-2飞跨电容型三电平逆变器输出状态与开关状态的关系（以A相为例）输出状态Sa输出电P开开关关0+0开关开关0-关开关开N-关关开开2.2.2飞跨电容型三电平逆变器的特点优点：（1）电路比较容易向多电平拓展；（2）输出电压电流谐波含量较低，且波形较好；（3）逆变器对器件的耐压要求不高。缺点：（1）上文提到钳位电容Ca的电压必须保持平衡，电路才能正常运行，控制方法需要考虑电容的充电和放电过程，导致控

15、制方法变得复杂化；（2）逆变器中使用了过多的钳位电容，使得系统的可靠性变差，还会增加系统成本和体积。由于这些显著的缺点，所以该逆变器难于得到广泛的推广。2.3级联型三电平逆变器2.3.1拓扑结构及工作原理级联型三电平逆变器3指的是由独立的直流电源的H桥作为基本单元级联而成的一种串联拓扑结构，由于不存在直流电容分压问题，所以也不存在直流电容分压的均压问题。其电路拓扑结构如图2-3所示。图2-3级联型三电平逆变器拓扑结构由上图可知，拓扑结构中每个H桥都包括了一个独立直流电源和四个开关器件。系统由三个H桥并联而成，每个H桥又由两个基本桥臂并联组成，三个独立的直流电源、分别给对应的H桥进行供电。这样的

16、拓扑结构不需要考虑直流电容电压分压问题，因此在控制方法上实现起来就相对简单很多。以A相为例子，H桥必须必须工作在四种状态，分别定义为：P状态、N状态、O+状态、O-状态。当开关管VT1与VT4同时导通，VT2与VT3同时关断时，A相H桥就处于一个正向导通的状态，此时的工作状态为P状态，输出电压为UA=，输出状态SA=P；当开关管VT2与VT3同时导通，VT1与VT4同时关断时，A相H桥就处于一个反向导通的状态，此时的工作状态为N状态，输出电压为UA=-输出状态SA=N；当开关管VT1与VT3同时导通，VT2与VT4同时关断时，A相H桥就处于一个正向旁路的状态，此时的工作状态为O+状态，输出电压

17、为UA=0，输出状态SA=O+；当开关管VT2与VT4同时导通，VT1与VT3同时关断时，A相H桥就处于一个反向旁路的状态，此时的工作状态为O-状态，输出电压为UA=0，输出状态SA=O-。表2-3级联型三电平逆变器输出状态与开关状态的关系（以A相为例)输出状态SA输出电压UAVT1VT2VT3VT4PVdc1开关关开O+0开关开关O-关开关开N-Vdc1关开开关2.3.2级联型三电平逆变器特点优点：（1）每个H桥的器件和结构基本一致，可以互换，使得逆变系统便于维护；（2）该逆变器容易实现模块化，容易实现扩展电平数，软开关技术也比较容易得以实现；（3）每个H桥都具有独立的直流电源，避免了直流电

18、容电压不平衡的现象，并且每个H桥可以单独控制，这使得控制方法变得简单化；（4）逆变器输入功率因数高，输出电压谐波含量低，对电网污染小。缺点：（1）每个H桥都需要独立的直流电源，使得逆变器系统的体积变大，如果向多电平扩展时，系统器件数目增多，系统成本也增加了，当然系统体积也会变得巨大；（2）如果应用此类逆变器来进行四象限运行，会变得异常困难。2.4中点钳位型三电平逆变器2.4.1拓扑结构及工作原理中点钳位型三电平逆变器4,简称NPC三电平逆变器，此类逆变器的主电路结构以及控制电路结构比较简单，控制方法也比较容易。其电路拓扑结构如图2-4所示。图2-4 NPC三电平逆变器拓扑结构从上图可以看出，N

19、PC三电平逆变器由两个直流分压电容C1、C2（C1=C2）和三个桥臂组成，而每个桥臂包含四个主开关管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4（n=a,b,c），四个续流二极管Dn1、Dn2、Dn3、Dn4（n=a,b,c）、和两个钳位二极管Dzn1、Dzn2（n=a,b,c）组成。电路中钳位二极管的是起钳位作用并防止C1（或C2）工作时短路。由于自身结构的特点，NPC逆变器在中大容量的应用场合，得到了广泛的研究以及推广。以A相为例子，将逆变器的工作状态分别定义为：P状态、N状态、O状态。当开关管Sa1与Sa2同时导通，Sa3与Sa4同时关断时，此时的工作状态为P状态，输出电压为UA=Vdc/2，输出状态

20、SA=P；当开关管Sa3与Sa4同时导通，Sa1与Sa2同时关断时，此时的工作状态为N状态，输出电压为UA=-Vdc/2，输出状态SA=N；当开关管Sa2与Sa3同时导通，Sa1与Sa4同时关断时，此时的工作状态为O状态，输出电压为UA=0，输出状态SA=O。根据以上工作原理分析得出，开关管Sa1与Sa4是不能同时导通的，并且开关管Sa1与Sa3、开关管Sa2与Sa4的工作状态互补。表2-4 NPC三电平逆变器输出状态与开关状态的关系（以A相为例）输出状态SA输出电压UASa1Sa2Sa3Sa4PVdc/2开开关关O0关开开关N-Vdc/2关关开开2.4.2 NPC三电平逆变器的特点优点：（1

21、）该逆变器对器件的一致性的要求较低，系统可靠性高，对外围电路的干扰较小；（2）系统输出电压电流谐波含量较低，输出电压波形质量高；（3）开关器件承受电压较小，这也是NPC三电平逆变器能在中高容量场合得到广泛推广的原因；（4）相对于上文提及的两种逆变器拓扑结构，该逆变器的控制方法比较简单，而且在系统成本上也有显著的优势。缺点：（1）如表2-4可以看出，开关管Sa2与Sa3的开关时间是Sa1与Sa4的两倍，不同开关器件的开关时间不同，这样导致了同一个桥臂的开关器件的额定电流也不相同；（2）表2-4可以看出，开关管Sa2与Sa3的开关频率是Sa1与Sa4的两倍，不同开关器件的开关损耗不同，这样导致了同

22、一个桥臂的开关器件的开关损耗也不一致；（3）该逆变器直流侧电容存在均压问题，这是制约逆变器应用的最大障碍。如果直流侧电容电压不平衡，则会导致系统器件击穿风险增大，输出波形产生畸变，功率管承受电压增高以及使用寿命变短。2.5本章小结本章主要介绍了常见的三电平逆变器的类型及其拓扑结构和对应的工作原理。在高压大功率场合下，具有代表性的三电平逆变器拓扑结构包括NPC型拓扑结构和飞跨电容型拓扑结构，其次是级联型拓扑结构。飞跨电容型成本高，可靠性差；级联型成本高，体积大；相对以上两种，NPC型成本低，控制方法简单。因此，NPC型拓扑结构具有明显的优势，应用最为广泛。攀枝花学院本科毕业设计（论文） 3 NP

23、C三电平逆变器SVPWM控制方法研究3 NPC三电平逆变器SVPWM控制方法研究3.1引言三电平逆变器的控制算法是以两电平的控制算法为基础发展延伸而来的，一般采用以下两种方法：（1）空间矢量脉冲宽度调制，简称SVPWM。此方法需要计算每个基本电压矢量的作用时间，然后再按照某一顺序产生输出脉冲序列；（2）载波脉冲宽度调制，简称CBPWM。此方法是经过载波与调制波比较后得到想要脉冲序列。SVPWM与CBPWM有着很大的区别，SVPWM主要研究逆变器获得的正弦磁通链轨迹，并与SPWM组成一种PWM控制方法。本文将要对SVPWM控制方法进行介绍。3.2 NPC三电平逆变器空间电压矢量如果负载为三相对称

24、系统的话，当电动机输入三相正弦电压时，则有(3-1)空间电压矢量为：(3-2)如果我们假设NPC逆变器输出的电压分别为：、，电动机的相电压分别为：、。根据上面公式（3-2）可以得出：(3-3)其中为电动机定子电压空间矢量。NPC三电平逆变器的理想模型如图3-1所示。图3-1 NPC三电平逆变器的理想模型由上图可以看出，逆变器的零电位是以图中的O点作为参考点，上一章分析可以知道，NPC三电平逆变器的每一相都有三个输出状态分别为：P状态、N状态、O状态，而对应的输出电压分别为：、-、0。下面换一种表示方法，以2、1、0分别表示P状态、O状态、N状态，则整理成下式：其中(n=a，b，c）为NPC逆变

25、器对应相的输出状态。不难看出，每一相都有三个不同的输出状态（2，1，0），NPC逆变器有三相，所以，输出状态就有33=27种。然后再根据公式（3-2），就有了电压空间矢量的表达式为：(3-4)其中。由公式（3-4）就可以画出如图3-2所示，在矢量平面上的NPC三电平逆变器空间电压矢量分布图。 图3-2 NPC三电平逆变器空间电压矢量分布图上图是以2，1，0分别替代了P，O，N三种开关状态之后画的分布图。例如图中的210，数字从左到右表示A，B，C三相输出相对应的开关状态为P（正），O（零），N（负）。外边大六边形的顶点200，220，020，022，002，202为六个大矢量，对应幅值为2Vd

26、c/3；外边大六边形的两个顶点之间的中点210，120，021，012，102，201为六个中矢量，对应幅值为/3；内部小六边形的顶点100和211，221和110，121和010，122和011，112和001，212和101为六对小矢量，对应幅值为Vdc/3；六边形中点222，111，000为三个零矢量，对应幅值为0。除去重复的六个小矢量和三个零矢量，一共只有19个基本空间矢量。图中大写字母A，B，C，D，E，F代表矢量分布的六大区域；大写字母旁边的数字1，2，3，4表示区域内的小三角形区域。例如A1，A2，A3，A4表示A区域里面的小三角形1，小三角形2，小三角形3，小三角形4，其它的以

27、此类推。3.3 NPC三电平逆变器空间电压矢量PWM的传统算法（一）参考电压矢量Vref的合成原理在一个系统采样周期内，如果已知一个参考电压矢量Vref的话，可以用距离其最近的三个基本电压矢量来合成，根据伏秒平衡原理可以得出 （3-5）在上面的方程组中，t0、t1、t2分别是V0、V1、V2矢量对应的作用时间；TS则为系统采样周期，方程组（3-5）是计算各个基本矢量作用时间的基本公式。要想求得各个电压基本矢量对应的作用时间，首先要判断参考电压矢量Vref在哪个区域内的小三角形里面，然后再根据上面式子求得对应电压基本矢量对应的作用时间。（二）判断Vref所在区域在SVPWM的传统算法里边，判断V

28、ref所在区域一般分为两步走：第一步先确定Vref处于哪个大区域里面；第二步再确定处于大区域的哪个小三角形里面。再者，由图3-2的分布图不难看出，电压矢量的分布是具有对称性的。例如当Vref在A区域的某个小三角形内时进行分析后，其它的五个区域对应的小三角形可以通过转换到A区域对应的小三角形内进行计算。以下以A区域进行分析，如图3-3所示。图3-3 V ref在A区域的分析图上图的V0、V1、V2、V7、V8、V9是指电压基本矢量，是指参考矢量Vref与坐标轴的夹角。由于Vref所在的坐标系与逆变器输出电压所在的ABC坐标系不同，这里就需要用到坐标系变换。由三相静止坐标 ABC 到两相静止坐标变

29、换，简称 Clark 变换：可以化成方程组的形式： (3-6)式子中V、V分别表示逆变器输出的三相交流电压Va、Vb、Vc变换到坐标系中的两相交流电压，是Vref在坐标、坐标上的幅值分量，并且有参考矢量幅值。当V ref处于A区域时，0°<<60°；当V ref处于B区域时，60°<<120°；当V ref处于C区域时，120°<<180°；当V ref处于D区域时，180°<<240°；当V ref处于E区域时，240°<<300°；

30、当V ref处于F区域时，300°<<360°。控制系统中是利用V和V来判断V ref所在的区域，所以需要做一些简单地转换。如果>0而且>0，那么Vref处于A区域。如果>0而且<0，那么Vref处于B区域。如果>0而且<0，那么Vref处于C区域。如果<0 而且<0，那么Vref处于D区域。如果<0 而且<0，那么Vref处于E区域。如果<0 而且>0，那么Vref处于F区域5。判断完Vref所在的大区域，接下来就进行判断Vref处于哪个的小三角形内了。判断依据就有以下三条规则：(1)；（

31、2）；（3）。其中Vdc是指逆变器直流电源电压。当V、V符合规则（1）时，Vref处于小三角形A1内；当V、V不符合规则（1），但符合规则（2）时，Vref处于小三角形A2内；当V、V不符合规则（1），不符合规则（2），但符合规则（3）时，V ref处于小三角形A4内；当V、V均不符合规则（1）、规则（2）、规则（3）时，V ref处于小三角形A3内。整理如表3-1 所示。表 3-1 小三角形区域与判断规则的关系（注：表示不管符不符合）小三角形区域规则（1）规则（2）规则（3）A1符合A2不符合符合A3不符合不符合不符合A4不符合不符合符合（3） 确定合成Vref的三个基本矢量以及计算对应的作

32、用时间看上图3-3，以Vref处于A区域A3小三角形内为例，Vref由V1、V2、V8合成，根据上一章节3.2提到的大中小矢量对应的幅值再结合公式（3-5）就可以整理得出： (3-7)( 为Vref与轴的夹角，Vdc 为逆变器直流电源电压，)令公式(3-7)中等号两边实部与虚部分别相等，整理得到以下结果: (3-8)Vref处于A区域A1三角形内，Vref由V0、V1、V2合成，对应的作用时间分别为t0、t1、t2。计算公式为： (3-9)Vref处于A区域A2三角形内，Vref由V1、V7、V8合成，对应的作用时间分别为t1、t7、t8。计算公式为： (3-10)Vref处于A区域A4三角形

33、内，Vref由V2、V8、V9合成，对应的作用时间分别为t2、t8、t9。计算公式为： (3-11)以上公式中的 m 均表示为调制比，。上面给出的关于矢量作用时间的计算公式均是以表示的，这样在控制系统中实现起来不大方便，因此，需要寻找更方便的方法来计算矢量的作用时间。与判断 Vref 所在区域一样，使用V 、V来表示矢量作用时间是控制系统中比较常见的方法。下面我们尝试一下：由欧拉公式可知， （3-12）所以 （3-13）同样以Vref处于A区域A3小三角形内为例，将公式（3-13）代入到公式（3-7），结合公式（3-12）并且使等号两边实部与虚部分别相等，整理得到： （3-14）其它小三角形区

34、域内也样用相同的方法计算，结果如下： (3-15) (3-16) (3-17)以上是A区域内各个小三角形中的基本矢量作用时间的计算公式。如果当参考矢量Vref处于其它五个区域的时候，需要做一些简单的转换。也就是把角转换到A区域中，再根据Vref所在的小三角形区域按照对应的公式（3-14）、（3-15）、（3-16）、（3-17）计算基本电压矢量的作用时间6。3.4矢量分配及优化在计算完基本矢量的作用时间之后，接下来就需要进行矢量分配以及优化了。在一个采样周期内，逆变器系统的开关管的开关动作越少，系统的开关损耗就越低，并且因为开关状态切换而引起的偶次谐波也会变得越少。矢量分配的输出次序是否合理，

35、直接关系到逆变系统输出电能质量的好坏。电压矢量的输出次序一般需要遵守以下原则：任意一次电压矢量的变化只能有一个桥臂的开关动作，表现在二进制矢量中只有一位变化。这是因为如果允许有两个或三个桥臂同时动作，则在线电压的半周期内会出现发极性的电压脉冲，产生反向转矩，引起转矩脉动和电磁噪声7。本文采用的是最为常见的中心对称七段式SVPWM电压矢量作用次序的输出方法。下面给出V ref处于A区域A1小三角形内的电压矢量次序图，如图3-4所示。从图中可以看出，在一个采样周期T S内，当开关状态S a、S b、S c切换的时候，只需要改变其中一个开关状态就可以了，并且输出次序成中心对称。这样既遵守了上面提到了

36、输出次序原则，又能降低逆变器运行时的开关频率和开关损耗，还能减少开关器件在切换状态时所带来的偶次谐波。图 3-4 A 区域 A1 小三角形内电压矢量作用次序输出次序为：222221211111211221222，t0、t2、t1是指由上面公式（3-15）求出参考矢量Vref处于A区域A1小三角形内对应电压矢量的作用时间。由图3-2空间电压矢量分布图可以知道，222和111表示的是同一个电压矢量，在七段式输出的一个采样周期TS内出现四次，所以出现一段的时间为t0/4。其它的也是同样的道理。3.5 本章小结本章主要介绍了NPC三电平逆变器的空间电压矢量及其传统的空间电压PWM控制算法，也介绍了矢量

37、分配及其优化方法。简述了区域判断和矢量作用时间计算等方法，提出了矢量输出次序的分配和优化方案，这能直接降低逆变系统的能耗和提高系统的稳定性以及改善系统的输出电能质量。SVPWM的传统算法主要总结为四个步骤：（1）首先进行三相静止坐标到两相静止坐标的变换，再判断参考矢量Vref所处的小三角形内；（2）在步骤（1）的基础上找出Vref的最近三矢量；（3）求得该最近三矢量的对应作用时间；（4）确定电压矢量的输出次序以及对应的作用时间。该算法还没有加入中点电位控制策略，控制效果还不太理想，有关中点电位控制的研究在下一章节将会有详细地介绍。攀枝花学院本科毕业设计（论文） 4 中点电位平衡控制研究4 中点

38、电位平衡控制研究4.1 引言 根据上一章节分析，采用了空间电压矢量PWM方法控制的NPC三电平逆变器，由于没有考虑因其自身拓扑结构所带来的不可避免的直流侧分压电容均压问题，其控制效果是不理想的。中点电位平不平衡是严重地影响着NPC三电平逆变器系统是否稳定运行、输出波形是否趋近正弦波和输出电能质量是否优良，因此中点电位是在此类逆变器控制系统中不可忽视的。下面对于中点电位不平衡原因以及抑制中点电位波动分析。4.2 NPC 三电平逆变器中点电位不平衡原因由第3章节的第2小节分析和图3-2的空间电压矢量分布图不难发现，从最外边的大六边形往中心点方向，每前进一层，电压矢量的冗余度就会增加1。例如，最外边

39、的大六边形的顶点（大矢量）和两两顶点间的中点（中矢量）的冗余度为1，也是就说，只有一个与之对应的电压矢量；再往里面则如内层的小六边形的顶点（小矢量）冗余度为2，因为有两个与之对应的电压矢量；最里层的中心点（零矢量）冗余度为3，有三个与之对应的电压矢量。图 4-1 NPC 三电平逆变器 A 相部分参照图 4-1，以 A 相为例分析当逆变器输出不同开关状态时的电流流经途径，以电流流向负载方向为正。（1）输出状态为2状态（P状态）时，电流为正时的流经途径为：电容C1的正极开关管Sa1开关管Sa2A相负载，电流为负时的流经途径为：A相负载开关管Sa2开关管Sa1电容C1的正极；（2）输出状态为1状态（

40、O状态）时，电流为正时的流经途径为：电容C2的正极直流侧电容中点O二极管D1开关管Sa2A相负载，电流为负时的流经途径为：A相负载开关管Sa3二极管D2直流侧电容中点O；（3）输出状态为0状态（N状态）时，电流流为正时的流经途径为：电容C2的负极开关管Sa4开关管Sa3A相负载，电流流为负时的流经途径为：A相负载开关管Sa3开关管Sa4电容C2的负极。不难发现，输出状态为2状态和0状态时，电流没有流经直流侧电容的中点O，因此不会对中点电位平衡造成影响。相反的，输出状态为1状态时，电流由于流经了直流侧电容的中点O，所以造成直流侧的分压电容C1和C2的充放电不平衡，直接引起中点电位的波动。下面具体

41、分析中点电位不平衡原因。 (a)200 (b)111 (c)210 (d)100 (e)211图 4-2 输出状态简化电路和电流回路的五种情况图4-2中假设io为中点电流，且以流向负载方向为正，ia、ib、ic分别为A相、B相、C相的电流。图(a)200开关状态（大矢量）的简化电路和图（b）111开关状态（零矢量）的简化电路所示，没有中点电流流经负载，所以中点电位io=0，此时直流侧的电容C1和C2的电压不会受到影响，处于平衡状态。图（c）210开关状态（中矢量）的简化电路所示，有中点电流流经负载，且中点电流i o=i b。如果中点电流方向为正，电容C1充电，电压升高，电容C2放电，电压降低，

42、造成中点电位为(V C2-V C1)/2降低；再有，如果中点电流方向为负，电容C1放电，电压降低，电容C2充电，电压升高，造成中点电位为(V C2-V C1)/2升高。这里可以看出，中点电流的方向不同，对中点电位造成的影响也会不同，且方向相反，对中点电位造成的影响是相反的。图（d）100开关状态（小矢量）的简化电路所示，io=ia；图（e）所示211开关状态（小矢量）的简化电路所示，io=ib+ic，又因为ia+ib+ic=0，所以io=-ia。不难发现，100和211这两组开关状态对中点电压的影响是相反的。再回顾图3-2空间电压矢量分布图可以得出，100和211是一对正负冗余小矢量。这就是N

43、PC三电平逆变器中点电位平衡控制的一个突破口：调节正负冗余小矢量的作用时间来达到中点电位平衡的效果8-9。根据上文定义的开关状态，中点电流io可以由下面公式得到10： (4-1)其中，abs( )为取绝对值函数。由公式（4-1）绘制下面表格：表 4-1 中小矢量开关状态和对应中点电流正小矢量开关状态中点电流io负小矢量开关状态中点电流io中矢量开关状态中点电流io100ia211-ia210ib221ic110-ic120ia010ib121-ib021ic122ia011-ia012ib001ic112-ic102ia212ib101-ib201ic注： i a 、i b 、i c 可以通过

44、检测三相负载电流得到。4.3 中点电位平衡控制假设直流侧电容C1、C2分别对应的电容电压为VC1、VC2，则其电压差Vdc为： (4-2)其中，Vdc的值是可以通过检测中点电压得到。再假设直流侧电容C1、C2分别对应的电容电荷为QC1、QC2，则中点电荷QO为： (4-3)其中，C为电容C1、C2的电容值。本文采用的是七段式空间电压矢量PWM控制方法，中点电荷变化量Q为： (4-4)其中，i0、i1、i2、i3表示对应电压矢量开关状态下的中点电流。由上一小节提到，调节正负冗余小矢量的作用时间来达到中点电位平衡的效果。如果中点电压平衡了，则有： (4-5)加入调节因子f重新分配本文第3章第4小节

45、提到的矢量输出次序，每一段的矢量作用时间为：。将重新分配的矢量作用时间代入公式（4-4），得到新的中点电荷变化量Q： (4-6)i0与i3对应的矢量是一对正负冗余小矢量，根据上一小节的分析就有了i0=-i3，将其代入公式（4-6）整理得到： (4-7)由公式（4-3）和（4-7）联立方程组求得： (4-8)以上公式中出现的f是指调节冗余小矢量的作用时间调节因子，为了不让作用时间被调节成负数，因此，f必须在-1,1区间内。如果f超出了这个区间，中点电位波动只能得到某种程度的改善，但是不能被控制。加入调节因子f后的七段式空间电压矢量PWM控制的电压矢量作用时间为：,这样中点电位波动就能有了很好的控

46、制11-12。4.4 调节因子失效与修正调节因子f之所以会失效，是因为遇到了一些正负冗余小矢量的作用时间极其短的情况。如果再去调节这样的一对冗余小矢量的作用时间的话，调节因子就会失效。如图3-2的空间电压矢量分布图，在六大区域的小三角形X3(X=A,B,C,D,E,F)区域包含了两对正负冗余小矢量，在这些区域内正°负冗余小矢量的作用时间比其它区域短，也是调节因子失效的主要区域。这就需要将这些区域再分成两部分，当参考矢量Vref处于这两部分区域时，再分别针对对应一对正负冗余小矢量进行调节。再次以A3区域为例，当判断出Vref处于A3区域内时，再根据值来对A3区域区分。假设当0<3

47、0°，转换成0<V/V/3时，Vref处于A3-1区域，此时针对100和211正负冗余小矢量作用时间进行调节，输出电压矢量开关状态次序为211210110100110210211；当30°<60°，转换成/3<V/V时，Vref处于A3-2区域，此时针对221和110正负冗余小矢量作用时间进行调节，输出电压矢量开关状态状态次序为110210211221211210110。其它B3,C3,D3,E3,F3区域也是用同样的方法来再次对区域进行划分，再调节对应的正负冗余小矢量的作用时间。这样就能保证每一对小矢量的作用时间足够长，调节因子f就不会失效了。

48、4.5 本章小结这一章节分析了造成中点电位不平衡的原因是在电压矢量的开关状态下的中点电流不为零，并且介绍了控制中点电位平衡的方法以及提出对该方法失效时的修正策略。经过改善的SVPWM控制方法，可以对中点电位起到很好的控制了。攀枝花学院本科毕业设计（论文） 5 实验仿真5 实验仿真5.1 引言本文的实验仿真平台是MATLAB/Simulink，它向用户提供一个动态系统的建模、仿真和综合分析的集成环境。Simulink是一个非常简单直观的、结构流程清晰和仿真精细的实验仿真平台。5.2 模型的建立及其分析首先确定中点钳位型三电平逆变器的各项参数：（1）直流侧电源电压 V DC =200V； （2）基

49、波频率为 50Hz，控制周期为1 * 10 - 4s；直流侧电容 C1=C2=2200uF； （3）三相负载电阻均为 R=5 W ，电感 L=5 * 10 - 3H。用 Simulink 创建的中点钳位型三电平逆变器主电路以及 SVPWM 控制电路的仿真模型如下图 5-1 所以示。图 5-1 NPC 三电平逆变器 SVPWM 控制模型由上图可以看出，整个NPC三电平逆变器系统主要包含了：逆变电路和三相对称Y型连接负载组成的主电路、独立的直流电源、SVPWM控制电路以及部分检测系统。检测系统主要是为控制电路提供必要的电气参数，控制电路是本文的要点，主要涉及了上文提到的参考矢量的区域判定和小三角形

50、区域判定、基本矢量的作用时间计算、基本矢量对应开关状态的输出次序等等的内容，如下图5-2。图 5-2 SVPWM 控制电路SVPWM 控制电路的输入部分和算法部分如下图， 图 5-3 (a)输入部分 图 5-3 (b)算法部分输入部分中的ua，ub，uc为控制电路的三相基波电压，vd为直流侧电容电压差，ia，ib，ic为三电平逆变器输出的三相电流，vd，ia，ib，ic均由检测系统从主电路中检测得到。算法部分是Simulink中的一个S函数，是对SVPWM算法的编程实现，在计算了矢量作用时间之后输出三相电压矢量的开关状态在一个控制周期内初次跳变的时间ta，tb，tc，为下面的PWM输出做准备。SVPWM 控制电路的 PWM 部分和输出部分如下图， 图 5-4（a） PWM 部分 图 5-4（b） 输出部分PWM 部分中 S、N 分别表示六大区域的和对应小三角形区域，上文提到的 ta，tb，tc 分别与三角载波比较产生 PWM 信号。输出部分是根据参考矢量所在的小三角形区域和 PWM 信号产生对逆变器每个桥臂的开关管的控制信号，也是利用 S 函数实现的算法。5.3 仿真结