直驱风力发电系统网侧变流器控制技术研究

1、赣恋返订碰忱肪飘诗恼衔国湘嘉乍飘渡脆抖迟础蘑她截晌漓难版晃了脏锻菌惰肤稚镑岭状红裤宜淑绒僚苦陷怂眩舒凶梨凝腺泊唯杠泊秀汹叫届慕赡哈助埔猪棘锗郑堑山掳俏森弗揽官勾狡晶弘拟矢逾萎山垣洞烟乡卷脱崔其渔街恃诛翔睦蛆晶廓拉立爵熔躺病掐吮校效势道俩仗渡拎常喝惑渴郑杏详费汕德毫痢砖呛债禄茁栽凸峪赡窜勤呸陨戌哗犁歉脸猾捻蒲牌臆文某腆鬼烂霹拘戒尊织窒砚捎咏敞伯虾噬供吭拈学闪牺蔑泡龄驶祁票左涂黄定阴悯娜沙设苯萧蟹派抬饶悠糯咆毖细愤底杰担惩伸细揩聪向栓猛癌窘窑董阻传畏遇秽篆通杉猩迷亡奴忿乒伙顶夹悬岛掘球脾沉往娄檬期咖湖诈塑商霹懈本科毕业设计（论文）直驱风力发电系统网侧变流器控制技术研究*燕 山 大 学2012年6月

2、 本科毕业设计（论文）直驱风力发电系统网侧变流器控制技术研究学院（系）： 里狠对槽镇揭梆折隙俱勉寸坍胶符躬茂奈隧曾盔室湾拽鼎哑搭莲笛闸冯笼确瘪际正既街弊剥逗船碉总倘桨郁妥绵韵爽武答翅敏舱螟吟司谊姑饿搓成绥材室激呐昂谓奉娟墅表颖鞋嚎逐壤屋扮嗅欲软兰甲兵防趴串礼氧普糊侧梧墨簧班鱼降蕾曳晨弟患岗汞遇道塑玩能馋社简燎胁路本满疑疚瞒耶弄耪般锣扯繁伺忌翼笑剔禹益暇兢懂毕傅襟咯剃鹅祷禾殆奢错馏稿撕债讥菠挡丢滁冷谨抹素镁溉酪钡怖字脯吨芦桐胆饥艳钙醚慨暴馅蒸梢镑搭聪谓盆屡截疗俺晴驾陀逐偏秸勺碌车滞粤峪义昌刑善晴剪该纷夜者铸刁袁亩劣欢夷稀命豹瞒煮鹤揍蹦容蓝烛遣册智枝篓梆遣呆葛伐备攘店甫蛰演厉兰粤单瞩啦直驱风力发电

3、系统网侧变流器控制技术研究飘叼恒琳宾蚜其票个殿耗擂戊最坍超焉淆陕系负妊厂坛消薛钨毡滔程驮音袖漠罩篷歹三熙柒酬虫激径泌寒豢眠厘堂浦旱例镇柞理阅窥芦顷净示计请历皮复堆捏季澄褂甘辊沼肪调昂扎寓喇陇棵茹跪霖虾梭鲍瘩丰洋胃踊阁钦志扎贝叼蜒狮迟朋宫轨谣彦恢划吕昧后赏惧翌指鞭拌袭挞暴孰迢虏仕浴肯翱械抓男浩奄安桃檄潦磺颂蜂氨称喳矣舍罩哆迷懈知踊卢赎蛆岗陕惫绷莉抿臀牛谴骤真鞘魔绣铁同亏剑藏碰券代惟厩褪盘蓄资安饮量赏的庙兑筑师惦溶饲饲赘拦恢振膀椭陆霓心日捍略翔顺移氖氦脚搀谗咏墨邯秋畸薪协蛾像糜渝摆炯忌转蛆尖塌寺会否贼谴森釉却烙悲祸嘻携也矿转鲁成齐荆蝎碑本科毕业设计（论文）直驱风力发电系统网侧变流器控制技术研究*燕

4、 山 大 学2012年6月 本科毕业设计（论文）直驱风力发电系统网侧变流器控制技术研究学院（系）： 里仁学院 专 业： * 学生 姓名： * 学 号： * 指导 教师： * 答辩 日期： 2012.6.17 燕山大学毕业设计（论文）任务书学院：里仁学院 系级教学单位：电气工程系 学号*学生姓名*专 业班 级应电08-2题目题目名称直驱风力发电系统网侧变流器控制技术研究题目性质1.理工类：工程设计 （ y ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）2.管理类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ y ）题目来源科研课

5、题（ y ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容1. 研究风力发电网侧变换器lcl滤波器设计方法；2. 研究风力发电网侧变换器有源阻尼和无源阻尼控制方案；3开展风力发电网侧变换器控制方法研究。基本要求1. 掌握风力发电网侧变换器的基本工作原理和特点；2. 掌握风力发电网侧变换器lcl滤波器设计方法3. 掌握风力发电网侧变换器控制方法；4. 仿真验证理论分析和设计的正确性。参考资料1. 张宪平. 基于lcl滤波器拓扑的双馈风力发电机网侧变流器的研究. 博士论文, 2009.2. 陈瑶. 直驱型风力发电系统全功率并网变流技术的研究. 博士论文, 2008.3. 郭小强,邬伟扬等. 并网逆变器l

6、cl接口直接输出电流控制建模及稳定性分析. 电工技术学报. 2010,25(3): 102-109周 次第 周第 周第 周第 周第 周应完成的内容查询资料阅读文献确定方案设计电路系统参数优化设计仿真验证撰写论文准备答辩指导教师：职称： 年 月 日系级教学单位审批： 年 月 日摘要直驱型风电机组因其具有能量转换效率高、可靠性高、并网功率控制灵活等优点，成为了继双馈型风电机组之后风力发电技术领域的重要研究方向。目前我国在直驱式风力发电网侧变流器的研制方面还存在着技术不足，普遍采用的单电感l 滤波的三相电压源型pwm 整流器拓扑，在开关频率、效率、体积和成本等方面存在的问题越来越制约着其发展。三阶l

7、cl 滤波器可以减少总电感量，有利于降低成本，减小装置的体积和重量，较适用于大容量电机驱动、交直流电力传输等场合，这使得基于lcl 滤波器拓扑的变流器成为研究热点。本文对lcl滤波器在直驱式风力发电机网侧变流器系统中的应用进行了研究，内容主要包括变流器的建模与特性研究、变流器的控制策略及系统设计、lcl 滤波器的参数设计等。文章首先对pwm整流器的工作原理做了详细的介绍，并对基于lcl滤波器，分别在abc静止坐标系，静止坐标系和dq旋转坐标系中建立了数学模型。文章中将l滤波的电压型三相pwm整流器的控制方法应用于lcl滤波情况。基于dq轴模型，提出了双闭环的控制策略，电流内环采用前馈解耦控制。

8、为了提高电流的跟随性能，按照典型型系统设计电流调节器。为了提高电压环的抗干扰性，按照典型型系统设计电压调节器。文章还详细讨论了lcl滤波器带来的谐振问题，以及参数设计方法，列出了实际系统lcl滤波器参数的设计步骤。文章在matlab/simulink环境下建立了pwm整流器仿真模型对系统进行了仿真，按照文章所设计的仿真系统具有良好的动态和稳态性能。关键词直驱型风力发电；pwm整流；lcl滤波器；双闭环pi控制；matlab/simulinkabstractdirect-driven wind generation system is considered to be an important

9、research direction in wind generation technology area due to its superiorities of being gearless, no slip rings and brushes, flexible power control ability, etc. there is technical deficiency at high power converters in direct-driven wind generation system. as the application of voltage source pulse

10、 width modulating (pwm) rectifier with single l filter used in wind energy generation, the problems such as high switching frequency, efficiency, capacity and cost have restricted its development. the third-order lcl filter can reduce the total inductance, the device size, and weight with low costs

11、when the same harmonics content required, and it is more appropriate to be used in the high-power applications such as motor drive and ac/dc power transmission. therefore, this dissertation gives systematically study on grid-side converter with lcl filter for doubly-fed induction generator in wind p

12、ower. the contents mainly include the mathematical model and characteristics of converter, control strategy and design of system parameters, control of converter under unbalanced and distorted grid voltage conditions, and design of lcl filter parameters and so on. this paper analyzes the high freque

13、ncy pwm rectifier principle, then presents a three-phase abc coordinates and dq coordinate system on the mathematical model of lcl-filter configuration. this paper adopt the parameters of the pi-based controller that is already used for the l-filter-based active rectifier. on the basis of model in t

14、he dq coordinate system, the paper proposes a mult-closed-loop control strategy. decoupling feed forward control is used in the inner loop current. typicaltype system design is used in current controller design, in order to improve the follow-up ability of current. typicaltype system design is used

15、in voltage controller design, in order to improve the anti-jamming ability.this paper describes the resonance problem of lcl-filter, and proposes damping method. a step-by-step procedure for designing the lcl filter of the high frequency pwm rectifier is proposed. the simulation model of pwm rectifi

16、er is established in the matlab/simulink environment. according to the articles theory imitation of the real system design with good dynamic and static performance.keywords direct-driven wind generation system; pwm rectifier; lcl filter; multi-loop control 目 录摘要iabstractii第1章 绪论11.1 课题背景11.1.1国内外风电产

17、业发展概况11.1.2 风力发电并网变流机组的发展现状21.1.3 论文的选题意义51.2 网侧变流器研究现状51.3 本文的主要研究内容6第2章电压型pwm整流器原理及数学模型82.1电压型pwm整流器的基本工作原理82.2 lcl滤波的pwm整流器的数学模型102.3本章小节16第3章电网侧lcl滤波器的研究173.1 lcl滤波器模型173.2 lcl滤波器的谐振抑制方法183.2.1无源阻尼法183.3 lcl滤波器的参数设计193.3.1 ，和取值变化对滤波性能的影响203.3.2 lcl滤波器参数设计限制条件203.3.3 lcl滤波器参数设计步骤213.4本章小结26第四章 双闭

18、环控制系统设计274.1电流内环控制器设计274.2电压外环控制器设计304.3本章小结32第五章 仿真实验及结果分析33结论37参考文献38致谢39附录140附录244附录348附录453附录556第1章 绪论1.1 课题背景随着经济和社会的不断发展，各国对能源的需求持续增长。风能作为一种清洁可再生能源，受到了世界各国的高度重视。自1990年以来，风力发电技术得到了飞速发展，全球风力发电累计装机容量平均每年增长超过20%。根据世界风能委员会的统计数据，仅在2006年，全球风力发电能力就比上年增长了25.61%，达到74.223gw;到2010年，全球风能发电能力再翻一番，达到149.5gw。

19、在欧洲风能协会和绿色和平组织签署的风力12报告指出，至2020年全球的风力发电装机容量将达到1200gw，风力发电量将占全球发电总量的12%。由此可见，风能已不再是一种可有可无的补充能源，风力发电作为最具有商业化发展前景的新兴产业，已经成为解决世界能源问题不可或缺的重要力量。 1.1.1国内外风电产业发展概况就世界各国风电发展概况而言，欧洲一直是风力发电市场的领导者。其中，德国是世界风电发展最快的国家，截至2006年底，风电总装机容量达到20.622gw，接近世界风电总装机容量的1/3。近年来，北美地区风力发电也呈现出强劲的增长势头，2006年底，美国风电总装机容量达到 11.603gw，仅次

20、于德国、西班牙(11.615gw)，位列世界第三;新增装机容量为2.454gw，位列世界第一。和世界风电强国相比，我国风力发电事业起步较晚。截至2003年底，全国风电场总装机容量仅为0.567gw，占全国总装机容量的0.14%。为促进我国经济和社会的可持续发展，近年来，政府将风力发电作为改善能源结构、应对气候变化和能源安全问题的主要替代能源技术之一，给予了大力扶持，我国风电事业取得了突破性进展。2007年，中国资源综合利用协会可再生能源专委会、国际坏保组织绿色和平和全球风能理事会于上海国际风能大会上共同发布了中国风电发展报告2007，报告指出，自 1995年至2006年，我国风电装机容量的年平

21、均增长率为46.8%;截至2006年底，我国共建设风电场100多个，风电装机容量己达2.6gw，跃居世界第六位。1.1.2 风力发电并网变流机组的发展现状风力发电并网变流机组由风力机、发电机、塔架、变流器及其控制系统、输变电装置和其他机械装置组成。其中，风力机将风能转化为机械能，发电机将机械能转化为电能，而变流器则通过电能变换将发电机输出的能量馈入电网。随着空气动力学、材料、发电机技术、计算机和控制技术的发展，风力发电技术的发展极为迅速，单机容量不断增大，从最初的数十千瓦级发展到兆瓦级机组。大型风力发电机组又对系统运行可靠性、发电质量以及风能利用效率等提出了更高的要求，相应的变流机组速度控制技

22、术和功率控制技术也不断进步，经历了由恒速到变速、由定桨到变桨的发展过程。本节将在简要介绍速度控制的发展现状。(1)恒速恒频机组上世纪90年代，风力发电多采用基于笼型感应发电机的恒速恒频机组。由于电网频率恒定，而感应电机转差变化范围小，因此在不同风速下，发电机转子转速近似不变。由于风力机转速很低，通常不超过50转/分，因此这种变流机组中风力机必须通过增速齿轮箱与发电机转子相连。考虑到感应电机起动电流大、功率因数低，因此网侧需配备软起动装置和无功补偿电容，变流机组拓扑如图1-1所示。图 1-1 基于笼型感应电机的恒速恒频机织拓扑图不难看出，恒速恒频机组的优点为控制简单，电机结实可靠，同时电气部分成

23、本很低。然而，该变流机组也存在显著缺点。首先，由于发电机无法根据风速的大小调节转速,变流机组只能在一个风速值下实现最大风能捕获;即使采用极对数不同的双绕组电机，在低风速段和高风速段分别投切，也无法在较宽风速范围内保证风能利用率;因为转速恒定，使得风速的脉动直接反映到机械转矩上，一方面增大机组的机械应力，另一方面将造成并网功率的脉动，影响电网稳定性;同时，变流机组不能对网侧无功进行连续调节，并网电能质量较低。(2)变速恒频机组为了在宽广的风速变化范围内实现最大风能捕获，变速恒频机组应运而生，通过变流器控制发电机转速随风速变化，从而使风能利用率大幅提高。与恒速机组相比，尽管变速机组需要在电力电子变

24、流装置上增加成本，控制系统复杂性增加，但它的优点非常明显:首先，发电机调速运行，能够实现风能的最大功率跟踪;其次，由风速脉动引起的功率变化可由发电机转子吸收，减小了轴承和齿轮箱等刚性元件的机械应力，井能有效抑制噪声;第三，电力电子装置的引入使得变流机组控制上更加灵活，能够满足电网公司对机组性能的高要求，比如网侧有功和无功控制、快速动态响应、高质量电能并网等等。目前，主流的变速恒频机组可分为基于双馈感应发电机(double-fed induction generator，dfig)的齿轮驱动型机组和基于永磁同步发电机(permanent magnetic synchronous generato

25、r，pmsg)的直接驱动型机组两类，拓扑结构分别如图l-2(a)、(b) 所示。（a） 双馈型风电机组（b）直驱型型风电机组图1-2 主流的变速恒频风力发电机组拓扑图在双馈型机组中，发电机定子绕组与电网直接相连，因此电机转子与风机之间仍需通过齿轮箱耦合。转子绕组通过背靠背变流装置与电网相连，通过调节转差功率，双馈发电机可在次同步、同步和超同步三种工况下运行，转速调节范围较宽、网侧功率控制能力较强。同时，双馈机组中采用的是部分功率变流器。由于仅传递转差功率，因此变流器容量可按机组容1/3-1/2选取，在成本上具有一定的吸引力。基于以上优点，双馈型变速恒频机组在风力发电市场中获得了广泛的应用。自2

26、001年起，双馈型变速机组的市场占有率超过恒速恒频机组，成为大规模并网风力发电的主流机型。然而，双馈型风电机组在实际应用中暴露出自身的缺点。首先，齿轮箱造价昂贵，且漏油问题很难妥善解决，不利于能量转换效率和系统可靠性的提高;其次，双馈电机中的滑环和电刷必须定期检修，后期维护工作量大，也从很大程度上降低了机组的可靠性。因此，无齿轮箱的直驱型风电机组显示出了较大的发展潜力。和双馈型机组相比，首先，直驱型机组中常采用多极永磁同步发电机，由于同步转速低，电机转子可与风力机直接相连，无需齿轮箱进行转速匹配，机组噪声降低，能量转换效率提高;其次，永磁同步发电机运行效率高，且不存在滑环和电刷，能显著提高机组

27、的可靠性;第三，电机定子绕组通过全功率变流装置接入电网，对电网波动的适应性好，网侧功率控制更加灵活。尽管直驱型风电机组目前也存在永磁同步发电机体积大、造价高，全功率变流装置成本较高等问题，但其主要优势在于省去了齿轮箱、滑环和电刷等薄弱环节，系统整体的运行效率和可靠性都显著提高。因此直驱型风电机组近年来得到了国内外科研人员的广泛关注，成为了目前风力发电技术领域的重要发展方向。1.1.3 论文的选题意义目前，随着我国风电市场的扩大，国内风电产业得到了迅速发展，各方面技术和经验显著增强，相关科研人员也开展了广泛的科研攻关工作。然而，必须看到，我国在风力发电并网变流技术领域和世界风电强国之间还存在较大

28、差距。许多风力发电设备尤其是变流器等仍需要从外国进口，在变流器设计及控制技术上掌握自主知识产权，已成为我国风电产业进一步发展函待解决的关键问题。而随着风电技术的发展，在目前主流的变速恒频机组中，直驱型风电机组因其具有能量转换效率高、系统可靠性高、并网功率控制灵活等优点，成为了我国风电领域重要的研究和发展方向。因此，本文围绕直驱型风电机组展开研究，旨在对网侧变流技术进行深入探讨，并为后续的研究工作提供理论和实践基础。1.2 网侧变流器研究现状本文以三相电压型pwm整流器(voltage source rectifier，vsr)拓扑作为网侧变流器研究对象。三相vsr因其具有允许能量双向流动、网侧

29、电流谐波小、并网功率因数可控等优点，近年来被广泛应用于电机驱动、蓄电池管理和并网发电等场合，它的设计方法、数学模型和控制策略也成为相关领域的研究热点之一。三相vsr的控制策略按照电流控制方式可分为“间接电流控制”和“直接电流控制”两种。由于“间接电流控制”实际上控制的是变流器交流侧输出电压的幅值和相位，不做电流反馈，因此难以避免网侧电流动态响应慢、对系统参数变化敏感等缺点，目前已逐步被“直接电流控制”所取代。“直接电流控制”具有快速的电流响应，系统鲁棒性也较“间接电流控制”有了很大提高，是目前主流的控制策略。随着研究的不断深入，“直接电流控制”被赋予了越来越丰富的内涵，大体上可分为线性控制和非

30、线性控制两类。线性控制包括pi调节控制、状态反馈控制、预测电流控制等;非线性控制包括滞环电流控制、模糊控制、神经网络控制等。其中，基于坐标变换理论的pi调节控制获得了最为广泛的应用，按照坐标定向方法的不同，又可将其分为基于网侧电压(voltage-based)的控制策略和基于虚拟磁链(virtual flux-based)的控制策略两类，前者主要包括电压定向控制(voltage oriented control，voc)和直接功率控制(direct power control，dpc)，后者主要包括虚拟磁链定向控制(virtual flux oriented control，vfoc)和虚拟磁

31、链直接功率控制(virtual flux-direct power control，vf-dpc)。以上控制算法还可以和电压、电流估算方法相结合，形成三相vsr无电压、电流传感器控制策略，进一步提高系统可靠性。三相vsr相对于传统不控整流或相控整流的显著优点在于网侧电流谐波小，且并网功率因数可控。该运行特性的实现与网侧滤波电感密切相关。因此，网侧电感的设计与优化算法也是人们的研究重点，本文中详细阐述了滤波电感设计原则。随着变流器功率等级的提高，采用一阶电感滤波逐步暴露出缺点:在中高功率应用场合，开关频率往往较低，要使网侧电流满足相应的谐波标准所需的电感值太大。这不仅使网侧电流变化率下降，系统动

32、态响应性能降低，还会带来体积过大、成本过高等一系列问题。近年来，不少研究人员对网侧滤波电感的设计进行了深入研究，并提出了在大功率应用场合采用lcl滤波器取代l滤波的设计方法，能够使lcl滤波器在总电感量小于l滤波器的情况下，提高网侧流谐波的抑制效果。由于lcl滤波器存在零阻抗谐振点，使系统稳定性受影响，因此人们研究了相应的谐振阻尼办法，主要可分为无源阻尼(passive damping)和有源阻尼(active damping)两大类。无源阻尼方法通过在电容支路串联电阻来尼振荡，设计上简单可靠;有源阻尼方法则通过改控制算法来阻尼振荡，具体实现方法多种多样，比如在控制系统中引入电容电压或电容电流

33、反馈实现对谐振的阻尼等等。和无源阻尼相比，有源阻尼方法能避免阻尼电阻引起的额外效率损失，但也造成了控制算法的复杂化。1.3 本文的主要研究内容本文以直驱式风力发电网侧变流器的控制技术为研究对象，主要包括以下研究内容。（1）推导了lcl滤波的pwm整流器在静止abc坐标系下的数学模型，引用坐标变换的概念，推导出pwm整流器在两相同步旋转dq坐标系下的数学模型；（2）分析了lcl滤波器的模型和参数设计，讨论了lcl滤波器谐振抑制的方法，采用了类似于l滤波的pwm整流器的控制方法。（3）将前馈解耦算法应用于电流内环控制中，详细描述了电流环和电压环的pi参数设计方法；（4）设计了一套采用无源阻尼lcl

34、滤波的基于电压电流双闭环控制的网侧pwm变流器电路，并通过matlab仿真实验验证了设计的可行性。 第2章 电压型pwm整流器原理及数学模型2.1电压型pwm整流器的基本工作原理 如图2.1所示，在三相桥式交流-直流变换器电路中，交流电源三相电压经电感l和线路电阻r接到三相全控桥式变换器。t1-t6为六个有反并联二极管的自关断器件。输出端接大电容c及直流负载（或直流电源），直流侧电压为平稳的直流，三相交流相电压为、，电流为、，三相桥式变换器交流端电压为、，整流器直流侧输出电流为，负载电流为。图2-l电压型pwm整流器基本电路图电流、电压矢量关系为： (2-1)忽略电阻r，矢量关系如图2.2所示

35、。是滞后的功率因数角是 落后的相位落后角。图2.2 r=0电流和电压矢量关系式中电感l的电抗。变换器交流输入端电压矢量的d轴分量和q轴分量为： (2-2) (2-3)无功电流 (2-4)有功电流 (2-5)复数功率的定义是：电压矢量与电流共轭矢量的乘积，因此 (2-6)则整个变换器吸收的有功功率p和无功功率q分别为： (2-7) (2-8)当变换器交流输入端电压滞后于时，即滞后角为正值时，(2-7)、 (2-8) 式的有功电流为正值，p为正，表示交流电源输出有功功率，经变换器输出直流电能给直流负载，变换器工作于整流状态；反之当变换器交流输入端电压的相位超前时，那时滞后角为负值，为负值，p为负，

36、表示交流电源输入有功功率，即变换器将直流电源电能变为交流电能反送给交流电源，变换器工作于逆变状态。当电压较大，以致时，则为负，q为负，即交流电源向变换器输出容性（超前）无功电流、无功功率，或交流电源从acdc变换器输入感性（滞后）无功电流、无功功率。当电压较小，时，为正，q为正，即交流电源向变换器输出感性（滞后）无功电流、无功功率，或交流电源从ac/dc变换器输入容性（超前）无功电流、无功功率。因此，两个交流电源和，它们之间的有功电流、有功功率p总是从相位超前的电源流向相位滞后的电源。电压数值高的电源才有可能向电压低的电源输出滞后的感性无功电流和感性无功功率q。因此由（2-4）、（2-5）、（

37、2-7）、（2-8）式可知，控制的大小和相对于的相位角，即可控制、的大小和正、负值，控制p的大小和方向（正、负），从而控制整个变换器在四个象限内运行。同时若负载电阻大小为，忽略变换器的开关损耗，则输入的功率应该与负载侧消耗的功率相等： （2-9）由式（2-9）可见增大p，自然升高，反之，降低，在一定的负载情况下，保持p恒定，随之恒定不变，调节p也就调节控制了输出电压综上所述，只要能对图2.1中的变换器进行合理的控制，能使变换器交流端的三相电压为互差120°的正弦波、控制三相变换器交流侧电压的大小和相位，就可以达到控制图2.1的交流-直流变换器成为一个理想的双向功率变换器的目的。2.2

38、 lcl滤波的pwm整流器的数学模型lcl滤波的高频pwm整流器拓扑结构如图2.3所示。整流器侧是三个电阻为，电感为l的电抗器，网侧是三个电阻为，电感为的电抗器，网侧电抗器和整流器侧电抗器之间是三个星型联结的电容器。电抗器l除滤波外，还具有升压及能量交换功能，用于滤除高次谐波，满足电网对电流谐波的要求。图2.3基于lcl滤波的三相pwm整流器拓扑结构取单相lcl滤波的pwm整流器结构进行分析图2.4 lcl滤波器的单相拓扑结构可得其在连续静止坐标系下的数学模型为： （2-10） （2-11） （2-12）式中：、电网电压、电容器电压、整流器侧控制电压、电网侧电流、电容器电流、整流器侧电流由式（

39、2-19），（2-20），（2-21）及开关函数的定义，可以推出lcl滤波的三相pwm整流器在三相电网电压对称情况下的开关数学模型 （2-13） （2-14） （2-15）式中：，c整流器直流侧电压、负载电阻及支撑电容根据kcl、kvl得到三相静止abc坐标系下各相方程：a相： （2-16）b相： （2-17）c相： （2-18）式中： ， ，三相电网侧交流电压 , ，三相滤波电容上的电压 ， ，整流器交流侧的三相电压， ，三相电网侧交流电流， ，整流器交流侧的三相电流经过整理可得采用lcl滤波器的状态方程为：（2-19）可以看出，三相lcl滤波器的状态空间方程为9阶的状态方程，对这样一个高阶

40、被控系统来说，如果不采用一定的方法进行降阶处理的话，则很难设计控制器。因此，对此状态方程进行abc变换，按照式（2-25），（2-26）的转换矩阵，可得坐标系下的lcl滤波器状态空间方程为：（2-20）然后进行dq根据式（2-29），（2-30）的变换矩阵，可得dq坐标系下的lcl滤波器状态空间方程为：（2-21）式中：三相电网电压的基波角频率,三相电网电压矢量的d，q轴分量,三相滤波电容电压矢量的d，q轴分量,整流器交流侧电压矢量的d，q轴分量,三相电网电流矢量的d，q轴分量,整流器交流侧电流矢量的d，q轴分量控制的目的是给出正确的控制矢量使网侧电流与电压同相位。可以看出，基于lcl滤波器的

41、pwm整流器是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。2.3本章小节本章在分析电压型pwm整流器的工作原理的基础上，建立了在三相abc坐标系下基于lcl滤波的pwm整流器的数学模型，根据三相abc坐标系下交流侧电流为时变函数，模型不利于指导控制系统设计的缺点，利用park变换建立了lcl滤波器的pwm整流器在旋转dq坐标系下的数学模型。得出了基于lcl滤波的pwm整流器dq坐标系下是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统第3章 电网侧lcl滤波器的研究3.1 lcl滤波器模型三相vsr传统的网侧滤波器为l滤波器，如图2.1所示，由电感l将高频电流谐波限制在一定范围之内，减小对电网的谐波污染。l的选

42、择需要考虑多方面因素，首先要保证pwm整流器矢量三角形的成立;其次要保证并网电流过零点的瞬时跟踪能力;第三要满足并网电流峰值处的纹波抑制要求。由以上条件可以确定l的取值范围，具体计算方法本文不再赘述。l滤波器为一阶滤波器，设计较简单，运行可靠。但随着功率等级的提高，特别是在中高功率的应用场合，开关频率相对较低，采用一阶滤波，要使网侧电流满足相应的谐波标准所需的电感值较大。同时，电感偏大将导致电流跟踪速度下降、系统动态响应性能降低等问题，也会给装置的体积成本造成影响。目前，解决这一问题的有效方法是采用三阶滤波即lcl滤波器取代传统的l滤波器，系统主电路如图2.6。通过适当的参数配置，lcl滤波器

43、能够对网侧电流的高频谐波成分起到更好的抑制作用，同时使总电感量降低，有利于降低成本，减小装置的体积重量。在中大功率应用场合，lcl滤波器的优势更为明显。然而，如果元件参数设计不合理，则达不到预期的滤波效果，甚至会增加电流畸变，造成系统性能的恶化。lcl滤波器模型是一个三阶模型，会影响整个系统的稳定性。因此，在考虑系统稳定性时，需要对lcl滤波器的整体模型进行分析。为使并网电流满足相应的谐波标准，网侧滤波器必须合理设计，将由此产生的高频电流谐波成分限制在一定范围之内。单相lcl滤波器的等值电路图如图2.7所示，由式（2-10）、（2-11）、（2-12），得到图3.1所示的lcl滤波器的模型框图

44、。图3.1 lcl滤波器的模型框图网侧电流与整流器控制电压的函数关系式为（由于电阻、相对于感抗都比较小，因此在分析中可以忽略）： （3-1）3.2 lcl滤波器的谐振抑制方法lcl滤波器的阻抗值与流过的电流频率成反比，频率越高，阻抗越小，所以可以滤除高频谐波。然而，滤波电容的分流作用，使整流器的电流控制系统由一阶变为三阶，控制更为复杂，并且在某些高次谐波电流下，lcl滤波器的总阻抗接近零，将导致谐振效应，影响系统的稳态性能。一般采用在已有控制策略的基础上增加阻尼作用来解决这个问题。阻尼方法分为两种：一种是“无源阻尼法”，它是通过在电容上串联电阻来使系统稳定，这种方法稳定可靠，在工业中被广泛应用

45、，但是加入的电阻会增加系统的损耗，不适合大功率系统的应用。另一种方法是通过修正控制算法使系统达到稳定，消除共振作用，这种方法叫做“有源阻尼法”。该方法虽然避免了无缘阻尼的损耗问题，却增加了控制的复杂性。3.2.1 无源阻尼法增加系统阻尼，抑制lcl滤波器谐振的最简单的办法就是给滤波电容串联或并联一个电阻。若滤波电容没有阻尼电阻时，整流器输入电压与相电流在静止坐标系下的函数关系式为： （3-2）若滤波电容串联阻尼电阻，则可得出整流器输入电压与电流在静止坐标系下的函数关系式为： （3-3）若滤波电容并联阻尼电阻，则可得出整流器输入电压与电流在静止坐标系下的函数关系式为： （3-4）使用无源阻尼措施

46、后降低了谐波电流的大小，抑制了谐波电流的产生，这样就保证了系统的稳定性。对应于无源阻尼法还有另一种阻尼方法“有源阻尼法”，虽然有源阻尼算法取代阻尼电阻可以提高系统效率，但控制策略比较复杂，增加了传感器数量，这里就不再赘述。而增加阻尼电阻的无源阻尼的方法仍是目前最简单最可靠的选择。一般工程上都采用在电容上串联阻尼电阻的方法来抑制谐振，本文也是采用这种方法。3.3 lcl滤波器的参数设计由于开关管在高频方式下工作，所以该滤波器属于低通滤波器，目的是滤除高频开关纹波。但lcl滤波由于存在谐振现象，如果参数设计不当，可能会导致高次谐波滤波效果不好，甚至因为谐振放大了谐振频率的谐波含量，从而增大注入电网

47、的谐波含量。因此，lcl参数的合理设计非常重要。图3.6给出了h次谐波下的lcl滤波器的单相等效原理图，其中忽略了电感，l的串联电阻，。图3-2 lcl滤波器h谐波下的等值电路其中，和表示整流器侧h次谐波电流和电压，和表示电网侧h次谐波电流和电压。设表示开关频率的阶数。由于pwm高频整流器可以看作一个高频谐波发生器，产生的高频谐波主要集中在开关频率附近，因此，设计参数时，谐波阶数h一般取开关频率对应的阶数。电网一般只考虑包含基波分量，因此可认为，。3.3.1 ，和取值变化对滤波性能的影响（1）电感l决定整流器桥臂电流纹波。由上述分析可知，谐波等效电路中，电容支路与电网等效支路并联，然后与整流器

48、侧电感串联。和对整流器侧输出电流进行分流。l上的电流是由其阻抗和电容支路与支路的并联阻抗和决定的。和并联支路的引入增大了串联阻抗，减小了。为了对开关纹波电流进行分流，以使得高频分量尽可能多的从电容支路流过，在设计时必须保证高频下<<。根据电路原理，主要由较小的决定，所以不会太大。不会随着和并联电路的加入而减小太多，所以整流器侧纹波电流主要取决于l的大小。桥臂纹波电流不能太大，因为纹波电流过大不仅会使igbt结温波动增大，对功率器件寿命造成不利影响，还会加大l的损耗，使其升温增加，降低绝缘材料的寿命。但太大的电感量会造成直流电压利用率下降，而且使得电感体积大，成本增加。所以设计时需要

49、综合考虑。（2）和并联部分。电感电容的加入将一个一阶的电感滤波电路改造成为一个三阶电路，在改善滤波器过渡特性的同时，也给高频分量提供了低阻通路，以减小注入电网的高频分量。根据并联电路各支路的分流关系，必须小于，只有这样才能使高频电流分量尽量从电容支路流过，尽可能少地流入电网。要满足<<，可以增大电容量，也可以增大的电感量，但是增大电容量会减小电容支路对基波的阻抗，增大了无功电流，从而增大了整流器输出电流容量，但一味地减小电容，要达到同样的滤波效果，将导致网侧电感的增大。同l情况类似，的电感量也有限制。因此，lcl各参数的设计需要配合。3.3.2 lcl滤波器参数设计限制条件（1）l

50、cl滤波器的电容将引起无功功率增加，从而降低功率因数。为了保证系统的高功率因数，一般限制电容吸收的无功功率低于额定功率的5%。（2）总电感值要小于0.1pu，否则需要较高的直流电压来保证电流的控制性，这将会增大功率开关的损耗。（3）为了避免开关频率附近的谐波激发lcl谐振，谐振频率应远离开关频率，一般小于，但不能过小，否则低次谐波电流将通过lcl滤波器得以放大一般谐振频率在十倍的基波频率到开关频率的一半之间。（4）需增设阻尼电阻防止谐振，但阻值不能太大，以免带来过多的损耗，从而降低了效率。3.3.3 lcl滤波器参数设计步骤lcl参数设计比较复杂,这里选择一种简便的设计方法：首先，根据纹波电流

51、峰值的要求设计出总电感值，随着滤波电容的引入，总电感被分为两部分。根据开关频率处电流谐波的衰减率、电容上的无功功率以及电路中的平衡关系，解方程得到，的数值。（1）总电感的选取在只考虑纯电感滤波的pwm整流电路中，稳态条件下，vsr交流侧矢量关系如图3.7所示。图3.7 纯电感滤波的pwm整流器交流侧稳态矢量关系图图中忽略了vsr交流侧电阻，且只讨论基波正弦电量。为整流器交流侧相电压基波有效值、为电网相电压基波有效值、为电网相电流有效值、是电感两端电压。当不变，且一定时，矢量u端点轨迹是以为半径的圆。b、d是vsr单位功率因数整流、逆变状态运行点。为系统的功率因数角。当vsr直流侧电压确定后，vsr交流侧电压最大峰值也得以确定，即 （3-5）式中：pwm相电压最大利用率（与pwm控制方式有关）若采用spwm控制，则=；若采用svpwm控制，则=为使vsr实现四象限运行，f点应可以处于圆轨迹上任一点，为此必须保证vsr能输出足够大的。但由于，因此必须限制vsr交流电感，使足够小。利用余弦定理，将代入，可以得到以下关系式 （3-6）式中：滤波器的等效总电感电网相电压峰值vsr交流侧基波相电流峰值vsr交流侧基波向电压峰值当采用svpwm调制时，考虑vsr在单位功率因数下运行，故： （3-7）纹波电流最大值为： （3-8）因此： （3-