A类放大word文档良心出品

1、V“共“共图2（a）、（b）皆属A类放大器，设计时让 VCE=1/2VCC，以求最大不失真范围。注意到 不输入时仍有0.5VCC/RL的电流流过晶体管，所以晶体管需要良好的散热环境。由于 集极”组态（图2（a） CommoCollector组态又称“射极跟随器”）转移特性曲线较 射极组态（图2（b） Common Emitter组态）有较佳的线性度（亦即失真较低）及较低 的输出组抗，因此，同属于 A类放大器，射级随耦器却较常被当成输出级使用（“共射 级”组态较常被当成“驱动级”使用）。V16VBBA类放大器（又称甲类放大器）的特点是不论是否输入信号，其输出电路恒有电流流 通，而且这种放大器通常

2、是在特性曲线的线性范围内操作，如图2所示，以求放大后的信号不失真。所以它的优点，是失真度小，信号越小传真度越高，最大的缺点是“功率 效益” （Power Efficiency ）低，最大只有25%不输入信号时丝毫不降低消耗功率， 极不适合做功率放大。但因其高传真度，部分高级音响器材仍采用A类放大器。a图2 A类放大器nA图3变压器耦合A类放大器图4变压器耦合A类放大器的直流负载特性如图1所示。B类功率放大器（乙类功率放大器）胜作点在特性线极端处的一种放大器，当没有信号输入时，输出端几乎不消耗功率。所以，若将上图的左图VBB拿掉，则根据定义，这种零偏压的电路就是一种 B类放大器。然而，由于它的静

3、态点在（VCcCc，0）处, 因此，对于一个正弦波输入信号，它的输出端波形只剩半个周期是可以预期的。解决上述问题的方法，是将另一半周期的信号以一 成所谓的“互补式射级跟随器” 挽式放大器” 正半周其间， 为负半周时，(Class B Push-Pull AmplifierQ1导通且Q2截止，Q1截止而Q2导通，Ic静态点i i i输入波形交越失真图1B类功率放大器电路图PNP型 BJT与原射级跟随器相接，形(Co mp leme ntary Emitter Follower)，又称为“B 类推)，如图1所示。其动作原理，在 V的 所以，形成图2的输出端正半周正弦波；同理，当 V结果形成输出端负

4、半周正弦波， 如图2虚线部分所示。Ic图2B类功率放大器特性图由于B类推挽式放大器在无输入信号时不消耗功率，因此它较A类放大器有更高的最大功率效益(可达78%。然而，由于推挽式放大器的信号振幅范围有一段是在特性线的 非线性区域上，因此导致严重的失真，如2所示，这种失真我们称它做“交越失真”负载线tV V CECE(Cross-Over Distortio n )。为了改善这种情形，所以有了AB类放大器，见下篇。2图3 B类双端推挽放大器图4交流信号输入示意图5集极电流的变化情形乙类推挽功率放大电路实际的乙类推挽功率放大电路不是靠几只元件就能完成的，要使它可靠工作，还要有必 要的附属电路才行。采

5、用复合管取代互补管，构成准互补推挽电路。clcl(或T2)电路的输入电阻。R2为过流取样电阻。T1、T2为保护管，R1、(2)保护原理以保护管T1为例一一正常时，VR1V VBE1(on), T1截止，不起保护作用。异常时，VR1VBE1(on), T1导通，分流T3管的输入激励电流，限制流，起到了限流保护作用。T2对T4的限流保护作用同上。五、输入激励电路1.必要性互补推挽功率放大器中的功率管接成射极跟随器，电压增益小于1。分利用，输出最大信号功率，则RL上的信号电压振幅达到接近电源电压T3管的输出电若要求功率管充(单电源时，T3的交流负载3.电路复合管T1、T2等效为NPN型管，复合管T3

6、 ( PNP型) 与 T4等效为PNP型管。其中，T1、T3为小功率管，它们之间是互补的，T2、T4为大功率管，它们是同型，便于特性配对，故称为准互补推挽电路。R1, R2 (几百W 减小复合管的反向饱和电流。四、保护电路1.必要性正常情况下，功率管是安全的。实际中，往往会发生异常情况。例如，负载短路，致使通过功率管的电流迅速增大， 一旦超过极限参数，造成管子损坏。因此大功率功放，应设有保护电路，分过流，过压、 过热保护。2 .过流保护电路(1)保护电路，R2取代R，接入大容量电容 C2。作用：对交流近似短路，交流电位由O经C2自举到C点，即v5 vO。原理：由于互补输出级的电压增益接近于1,

7、因而vB心 vC,通过R2的交流电流i0,因而从B点向虚线框看进去的交流电阻(vb/i )很大，趋于无穷， 电阻便近似等于T1接近VCC/2)。为此，要求输入激励级为互补功率管提供振幅接近电源电压的推动电压。11;(齡 AI?COi i i2.电路T3输入激励级，RT3的直流负载(忽略功率管的静态基极电流)3.影响输出信号电压振幅的因素交流负载rR/ ri R,则交流负载线如m所示，VCC/2。4.改进电路(1) 电流源构成有源负载放大器一-(2) 采用自举电路，直流负载线如图I。VCC/2。输出信号电压振幅不受截止失真限制，可接近直流电阻小，交流电阻大。将R1AB类功率放大器(又称-甲乙类功

8、率放大器)(Class AB AmpIifier)前面提到的B类推挽式放大器的交越失真，是由于信号大小在-0.6VvVi iV0.6V之间时，Q1、Q2皆无法导通所引起的，因此，如果我们在Q1及Q2的VBE之间加上两个0.6V的电池，使输入信号在 0.6V之间大小时，Q1、Q2也可以导通(彷佛一个 A类放大器 有加上VBB偏压一般)，以降低失真，这种情形，就是AB类放大器，如图1所示。真图 2(b)AB类放大器消除交越失真的情形但这项改进所付出的代价是待命功图1 AB类放大器AB类放大器所产生的失真虽然比 B类放大器小, 率的浪费及功率效率的损失。G类放大器一般用于高频电路，这里不再敷述。AB

9、类推挽放大器图4AB类放大器对于交叉失真的改善情形 各种类型放大器优缺点比较：A类放大器B类放大器AB类放大器C类放大器工作点位置负载线中点负载线截止点负载线中点与截止点之间负载线截止点以下 的区域导通角度e =360e =180180v e 3600 e 180失真度失真最小失真度略高于AB类，有交叉失真可消除交叉失真失真度最大，有截 波失真功率转移效率效率最低，在50% 以下效率约为50%至78.5%效率略低于B类效率最高，在85% 以上主要用途失真度低的小功率 放大器大功率放大器一般的音响扩大机射频电路与倍频器C類放大器1.C類放大器，指的是放大器之主動元件，僅在輸入信號小部份時間內 導

10、通，故C類放大器必須利用調諧電路的飛輪效應將輸入信號其餘部份加以還原。C類放大器失真度可說是很大，但其集極功率卻也是最高的，在倍頻電路或功率放大級上 常被採用。如下圖為一典型C類放大器-VBB偏壓是為確保在無信號輸入時，其偏壓須設定在比集極電流 截流點更深之處。2.C類放大器的偏壓模式，常見的有下列幾種(3)外加電阻偏壓自給偏因此不管輸入?非導通區域就是所謂A類放大hC-hC-yPMPM(1)固定偏壓 壓 放大器的分類最簡單的放大器只有一個主動元件，如電晶體。該電晶體要加偏置電路， 信號有多大，它從來都不可能徹底導通或徹底截止。這一非截止 的線性區域，工作在線性區域的放大器輸出失真極低，但效率

11、也很低，它就是 器。B類放大器由兩個相互推拉的電晶體構成，一個輸出電流，而另一個吸收電流。假設想 放大一個正負半周關於零點對稱的正弦波，那麼一個電晶體就放大正弦波的上半部份 (零點以上部份)，另一個則放大下半部份(零點以下部份).換言之，放大是由兩個電晶 體輪流共同完成的，因此，B類放大器的效率要高一些。這種放大器的問題在於存在一非線性區域，即正弦波剛藉由零點的那一小片區域。這時，一個電晶體剛截止，而另一 個則剛導通。由於電晶體導通需要一個短暫的過渡時間，因此就會因非線性狀態導致失 真。AB類放大器是A類和B類放大器的組合o其 結構很像B類放大器，但採用了一種可向每 個電晶體提供小偏置電流的電

12、路，因此每個 電晶體都不會徹底截止。它像 A類放大器一 樣功耗會大一些，但失真卻低得多。它也像 B類放大器一樣，兩個電晶體配合完成任 務，因此整體性能要好一些。-IIIRFCSRFCS(1)固定偏壓 壓(2)自給偏外加電阻偏壓-HIRFCRFCRE功率放大器一般分為四類:A B、AB 和 CoC類放大器一般用於射頻或振蕩器，因為這時失真不是問題，這？就不深入探討了。採用PWM技術的D類放大器在動手設計之前，必須從音頻中去除PW臟波。PWM勺板上外設，許多情況下不用任何處理。要從音頻輸出端去除即截止頻率和階數D類放大器採用PWM技術，它可控制固定頻率方波的佔空比，並藉由佔空比來表示輸入 值。由於

13、PWMT獲得較高的效率，因此它經常用於大功率設備。電動汽車所用的功率放 大器就是D類放大器，風力發電機中用於返回電流的也是D類放大器。那麼，這一工業技術能否用來處理音樂？ 就放大器而言，D類放大器的效率確實很高（一般可達到90%）。由於電晶體幾乎總是處 於要麼導通，要麼截止勺狀態，只有從一個狀態轉向另一個狀態時才進入線性區域，因 此它們的功耗要比線性放大器小得多。在線性放大器中，電晶體有很大一部份時間在線 性區域。對於D類音頻放大器，負載放在 H橋的中間（見圖1）。這樣做有一個好處，即輸出即可 是正，也可是負，從而可大大提高功率，使之達到A或B類放大器的四倍。從實用的角度來說，只要 PWMT足

14、夠的精度和頻率，就有可能獲得可接受的控制特性及不錯的音頻效果。精度應該是 16位元（或更大），PWM載波頻率應不低於音頻頻寬的 12 倍，最好是25倍。跟其它音頻設備一樣，提高動態範圍的精度也很重要。標準 CD播放 器的精度是 16位元。濾波器去除高頻諧波假如要設計一個次低音 D類放大器，其典型頻寬為 20Hz至500kHz。這就要求過抽樣頻 率至少達到6kHz最好是12.5kHz。在簡單的應用中，音頻編解碼器可作為 DSP的輸入, 數位輸出可用來驅動PW贓波，只要一個合適的濾波器就可完成任務 ，濾波器的結構- 由過抽樣頻率或PWMS率決定。PWMB率越高，濾波器階數越低， 也越簡單。在圖1中

15、，兩個二階LC濾波器之間有一個揚聲器，每半個橋有一個濾波器。 這些濾波器可從輸出端去除載波及其它諧波。死帶（Dead-band）失真是第二個要濾波器來解決的問題。構成H橋的大型功率電晶體導通和截止都需要時間，因此必須分配出一些時間，以防一個電晶體導通時另一個還處於 導通狀態。如果這種情況產生，就會出現所謂的擊穿現象。為避免這類情況產生， 控制器必須確保每個腳的上、下電晶體在導通之前都要截止一段時間，這段時間就稱為 死帶時間，它會導致類似於 B類放大器的失真，利用濾波器就可解決這種失真問題。採用巴特沃茲或貝塞爾濾波器一般就足夠了，兩者的通帶都比較平坦。貝塞爾濾波器還 有線性相位的優點。圖1中的H

16、橋有兩個濾波器，每個揚聲器腳上一個。如果習慣於單端濾波器設計，將它 們改變成均衡濾波器也是小事一樁。對帶半額定負載的濾波器進行簡單的計算，然後就 可使用所得到的L和C值。作为发射器的最后一级 , 功率放大器供给负载所需要的、额定的不失真功率以控制负载 工作,使得信号通过天线发送出去 ,同时减少误码。它不要求最大的功率放大倍数 , 而是 要求获得最大的、不失真（或者失真但合乎要求）的输出功率。由于移动通信的普及,提高手机的功率效率、降低电源消耗、减小体积重量、延长通话时间成为开发移动电话 急需解决的技术问题。在系统的功耗中发射机占了绝大部分 ,其末级的功率放大器又是 最关键的部件 ,存在着较大的

17、功率损耗。 对于不同类型的发射机 , 末级功率放大器占整个 系统功耗的60%- 90%,制约了系统性能。因此,需要设计一种咼效率功放,这对于常规的 电子设备，例如中继通信站等，提高效率，降低电源损耗、降低维护成本也有重要的意义。5所示。本文研究了一个用0.6 口 mCMO工艺实现的功率放大器,E型功率放大器 具有很高的效率,它工作在开关状态,电路结构简单,理想功率效率为100%,适应于恒包 络信号的放大,例如FM和GMSK等通信系统。工作原理F面用图1所示的原理图进行说明 E型功率放大器的工作机理。图I I E E即功曲口旳:冷当输入电压Vin大于开启电压时，晶体管工作在可变电阻区，漏源之间有

18、 很小的电阻，假设为r on,这相当于开关闭合；如果输入电压 V in小于开启电压时,MOS 管处于截至状态，没有电流流过漏级，这相当开关断开，因此电路原型可以用图2所示的 模型表示，电容C为MOSS的结电容或者外接电容。当开关闭合时 ，如图3所示，有 Vdd-Vd=L(d IL/dt), 由于ron很小，所以Vd很小，近似为零。所以 VdcK L(dlL/d t), 解之得到：IL(V dd/L)t+ IL0,IL0 是电感电流的初始值，可以看出当开关闭合后电流 随时间线性增长。在开关闭合时,如果电容不能充分放电,就要损耗1/2 X CVd2的能量,所 以电容必须能够在输入电压变化的瞬间充分

19、放电，也即当dVd /dt=0时,Vd=0。一个信号由无数个谐波分量组成,利用L1和C1组成的滤波器从 Vd的各次谐波中选择等于输入 电压频率的基波分量，这也就对信号进行了相位或者频率的调制，在功率放大以后传送到负载上。电路中的参数随输入变化的关系如图M M：H II t比耳时tore，帚怙-J J -IP-IP4叭皿卞：图4开关断开由于ron很小，所以在开关闭合的时候,ron上的电压远远小于电源电压 Vdd,它不会显著地影响输出回路中的电流，因此负载的输出功率基本上不受晶体管特性的影响。电路中每个节点的电压值都和电源的电压成正比，所以传送到负载上的功率也就和Vdd2成正比,同样ron消耗的功

20、率也和 Vdd 2成正比,所以效率n =PRL/ (Pron+PRL) 在一定的范围内为一定值，同时通过调整电压可以保证一定的输出功率。采用如图6的差分结构可以解决衬底耦合的影响。在差分结构中，输入端,另一个工作在截止区，所以,由此而引起的耦合电流的频率为信号频率的,Vd+只,所以存在的冋题及解决措施虽然图1所示的电路在形式上简单，但是本身带有很多的问题。例如,作为开关使用的晶体管工作在可变电阻区，由于本身固有电阻ron的存在,Ids=卩(Vgs-VT) Vds-(Vds2 /2),0 Vdsv Vgs -VT,lds 为漏极电流,Vgs 是栅源电压，VT是器件的开启电压,卩是MOS晶体管的跨

21、导系数。其中卩=(口 /tox)(W/L); 口为沟道中电子的有效表面迁移率；&是栅绝缘层的介电常数；tox是栅绝缘层的厚度 W是沟 道宽度；L是沟道长度。为了减少电阻ron的损耗，它的宽长比要尽量的大。晶体管的输 入电容C = & WL/tox 一般都是通过感性负载耦合掉，超过一定的宽长比后，需要耦合的电 感值就会太小，很难用CMO工艺精确实现，而且大的栅漏电容 Cgd会引起输出端到输入 端的强反馈，这导致了输入和输出之间的耦合。最后,单端输出电路每个周期都要向地或者硅衬底泄放一次大的电流，这可能会引起衬底耦合电流的频率和输入、输出信号的频 率相同,从而在输出端产生了错误的信号?差分结构&n

22、bsp;为差模电压。任意时刻，一个晶体管导通工作在可变电阻区电流在一个周期中泄放到地或者衬底两次两倍,这就消除了衬底耦合对信号的干扰。在同样的电源电压和输出功率条件下需为单端电压的1/2,因此通过差分结构中的每个晶体管的电流要比单端的小得多 在不增加开关消耗全部功率条件下，可以使用尺寸较小的开关晶体管。交叉耦合结构为了减小由于电阻ron引起的损耗，引入了如图7所示的交叉耦合反馈 结构。交叉耦合反馈使得晶体管可以在尽量短的时间内完成开和关状态的变化，功能如图8所示。假设Vin+为正的高电压、V in-为负电压,Vin +高于开启电压 VT, M1 工作在可变电阻区,所以Vd+的电压为零点几伏,接

23、近零;由于Vin -低于M4的开启电压, M4截止,Vd+作为M3的输入电压,其数值小于M3的开启电压,M3截止,因此加速了 M4进入截止区；同时由于V d-的电压接近于 Vdd ,Vd-作为M2的输入电压使得 M2导通,这同 样加速了晶体管 M1进入深饱和。Vin+为负电压，Vin-为正的高电压的情形类似。r r itrfjritrfjr dJdJ它艾ISIS存功能图电路实例 电路分析图9是电路实例。为了增大功率增益采用了二级放大结构 ，M1,M4分别和 M5,M8组成第一、二级差分结构；M2,M3分别和M6,M7组成相应的第一、二级交叉耦合正 反馈;L1, L2, L3,L4 为激励电感；

24、L5,L6 ,C1组成谐振与信号频率的谐振电路 ；RL为负 载电阻。参数选择 本电路采用的是 0.6 口 m工艺。M1,M2,M3 ,M4:W=168Qi m,L=0.6 口 m;M5,M8 W=6172 口 m丄=0.6 口 m;M6,M7: W=8230i m, L=0.6 口 mbL1,L2 ,L3 ,L4 为 0.37nH;L5 ,L6 为 0.8 nH;C1=5.1 pF;RL =50W。模拟结果PSPICE上模拟得到：在 1.75GHz,V dd=1.5V时,效率为70%,附加功率增 益为45%,增益为10,带宽为560MHz其结果由图10,图11,图12示出。结论列 It 也畀

25、as b-t. : I PS町2：曜更監嗓*用血I I门U U50W的低功耗 ab 类放大器而言有效率上的先天优 , 没有中间偏压级。 然而 , 长久以来 , , 因为 d 类放大器也有明显的缺点：emc/rfi 兼容性问题。实际上 , 良好的emi幅射,使之满足fee或ce标准。pcb 布局, 必须同时,根据理论分析和模拟结果知道 , 采用差分和交叉耦合反馈的结构可以提高E类放大器的效率，同时保证了一定功率增益和带宽。在集成电路中高Q的电感有很重要的作用 ,所以最好在芯片上做成螺旋电感 ,确保电路中的电感值为最优值。近年来 d 类放大器的技术迅猛发展 , 最常见的莫过于应用于每个通道低于 产

26、品中。在这些低功耗应用中 ,d 类放大器相比传统 势, 因为 d 类放大器的输出级通常只处于导通或关断 这一效率上的优势并未使其获得设计人员的广泛青睐 器件成本高、较差的音频性能（与ab类放大器相比）,并且需要输出滤波。近年来 , 受以下两个主要因素的影响 , 这样的局面正逐渐扭转 , 使 d 类放大器在很多应用 领域引起了人们的广泛关注。首先,是市场需要。d类放大器的某些优点推动了手机和led平板显示器这两个终端设备市场的迅速发展。 对于手机来说 ,扬声器和 ptt （push-to-talk, 一键通）模式需要 d 类放 大器的高效率 ,以延长电池寿命。 led 平板显示器的发展对电子器件

27、提出了“低温运行 （eool running） ”的需求 , 这是由于工作温度的升高将影响显示颜色对比度。而 d 类放 大器的高效率意味着驱动电子设备时功耗更低，使led平板显示器工作时发热更少，图像显示效果更好。影响 d 类放大器应用的第二个因素便是自身技术的发展。根据市场需要 , 一些制造商改 进了 d类放大技术，使d类放大器具有更理想价格的同时，也具备了与ab类放大器相近 的音频性能。此外，一些新型的d类放大器输出调制方案还可以降低实际应用的 emi。某些新型d类放大设计方案虽然是基于老式的 pwm型结构，但采用了更复杂的调制技术 实现低功耗系统中的无滤波工作。效率指标可以通过测试验证

28、,但某些设计人员仍然怀 疑基于这些新技术的产品将存在普遍的 和较短的扬声器连线可以保证大大降低应用难点 有些应用中的物理布局需要长的扬声器连线 , 这样的扬声器连线便具有天线效应 严格控制 rf 幅射。 实际上 , 扬声器连线越长 , 它作为天线产生幅射的频率就越低。 某些应用要求 emi 幅射低于 ee/fee 标准, 以符合汽车电子规范 ,或者避免干扰其他低频 电路。面对如此纷繁各异的需求 , 这些应用往往成为一些难点无法克服。最有代表性的应用难点便是平板电视。由于扬声器通常排列在设备的外侧边缘, 往往不可避免的要使用长的扬声器连线。 如果还存在模拟视频信号 , 则仅仅满足 fee 或 e

29、e 的 rf 幅射要求还不够（这些标准只针对30mhz以上的频率）;往往还需要抑制开关基频以避免 干扰视频信号。如果采用早期pwm放大器所用的传统le滤波器,则需要对其进行分析,以保证他们能有效抑制新型放大器所产生的高频开关瞬态。pwm型 d类放大器CXJCXJ THJTTHJT 2 2 斗血h桥的两个传统d类放大器通常基于脉宽调制（pwm）原理设计。其输出可以配置为单端或全差分桥 接负载（btl）。图1为pwm型d类放大器的典型btl输出波形。快速的切换时间和接近 轨至轨的摆幅使此类放大器具有非常高的效率。然而，这些特性使放大器具有宽的输出频谱,可能导致高频rf幅射和干扰。因此，采用此类方案

30、通常需要使用输出滤波器来抑 制有害的rf幅射。-WUTJLJLJU图1.传统脉宽调制（pwm）方案的波形 如图1所示,如果器件的反相和同相输出回路具有较高的匹配度 ，则两个对称输出信号波 形在扬声器或连线上将具有很小的共模 （cm）信号（底部的迹线）。注意：50汕空比代表 零输入信号（空闲状态）。因此,可以设计一个差分低通滤波器，用于衰减信号波形中高频 分量（快速切换所产生的）,同时保留有用的低频分量以输出到扬声器。新一代调制技术随着市场对d类放大器需求的不断增长，一些制造商最近推出了可独立控制 半桥的新一代调制方案。这一调制方案具有两个主要优点：音频信号较弱或空闲状态时,负载上几乎没有差分开

31、关信号。较传统pwm没计改进了静态电流损耗。最小脉冲，共模（cm）开关信号有助于降低导通和关断瞬态。btl输出引脚的空闲状态直流 电平（滤波后）接近于gnd。因此，滤波元件的不匹配或杂散电容（可能导致放大器导通或 关断时出现音频杂音）可减到最小。显然,这一新技术虽具有一些优点，但放大器输出将不再对称。图2所示的信号波形（以max9704立体声d类放大器为例）具有较高的共模分量。CJIFFERtNTiALCJIFFERtNTiAL CXUTPUlCXUTPUl (OT.(OT. g gflflfl11CMTPJT 2 2 g gQJTPV1QJTPV1 a aWfWOHWOH (XJTPUT(XJTPUT图2. maxim的max9704立体声d类放大器的调制方案此类d类放大器对输出滤波器的要求,不同于具有传统差分输入和互补 pwm输出的放大 器。与pwm相比,max9704调制方案的输出往往含有较高的共模信号 ,设计输出滤波器时 需要考虑这点。正如后面的实例所示，传统差分滤波器拓扑结构的效果往往不太理想。图3a给出了传统的pwm型 d类输出Ic滤波器，及其理想值。为简单起见，可假设扬声器 负载具有理想的8电阻,并且忽略电感的直流阻抗。通过一些简单的spice仿真便可得