基于稳态模型的恒压频比控制的交流调速系统的仿真与设计

1、*信息与电气工程学院课程设计报告 题 目： 基于稳态模型的恒压频比控制的交流调速系统的仿真与设计 专 业： 电气工程及其自动化 班 级： 姓 名： - 学 号： - 指导教师： - 2015 年 6 月 26 日信息与电气工程学院课程设计任务书2014 2015 学年第 2 学期专业：电气工程及其自动化 班级： 学号 : 姓名： 课程设计名称： 运动控制系统课程设计 设计题目：基于稳态模型的恒压频比控制的交流调速系统的仿真与设计 完成期限：自 2015 年 6 月 15 日至 2015 年 6 月 26 日共 2 周设计依据、要求及主要内容：交流电动机控制系统设计参数（选择设计任务中第一组设计

2、参数）（1）交流电动机参数： 额定输出电压7.5KW 定子绕组额定线电压380V 定子绕组额定相电流12A 定子绕组每相电阻0.5 定子绕组接线形式Y 转子额定转速980rmp 转子形式：鼠笼式 转子每相折算电阻：3 转自折算后额定电流30A 额定功率因素：0.75 电机机电时间常数:2S 电枢允许过载系数1.5（2）环境条件：电网额定电压:380/220V; 电网电压波动10%;环境温度:-40+40摄氏度;环境相对湿度:1090%. （3）控制系统性能指标：调速范围：D20；电流超调量小于等于5%; 空载起动到额定转速时的转速超调量小于等于30%;稳速精度：0.03.（基于稳态模型的系统稳

3、速精度为.）指导教师（签字）： 批准日期：2015 年 6月 26日摘要：转速开环恒压频比控制是交流电动机变频调速最基本的控制方式，是通用变频器的基本模式。作为一种常用的变频调速方法，恒压频比控制（简称U/F控制）在改变输出频率和电压的同时保持磁通不变，实现电机在较大范围内的平滑调速运行。该方法能够满足大多数场合交流电动机调速控制的要求，并且使用方便，从而得到广泛的应用。本文通过介绍恒压频比变频调速的原理，应用MATLAB仿真软件，应用SPWM控制技术实现了异步电动机变频调速系统的仿真，并且详细分析了其仿真结果。并根据仿真要求，设计出以C2000系列DSP为核心、IPM智能功率模块为主要功率器

4、件的实际控制系统。该系统可以通过基于LabVIEW的上位机监控系统进行实时监控。关键字：变频调速，恒压频比，异步电机，MATLAB仿真，DSP，IPM智能功率模块，上位机监控，SPWM目 录课程设计任务书摘要目录第一章、概论11.1 变频调速技术的发展11.2 变频调速系统的方案21.3 本文研究内容31.4 设计目的3第二章、恒压频比交流调速原理42.1 原理概述42.2 正弦脉宽调制（SPWM）控制理论4第三章、MATLAB仿真部分63.1 电动机参数计算63.2 逆变器传递函数83.3 恒压频比变频调速系统模型93.4 系统仿真波形103.5 仿真分析12第四章、硬件设计134.1 变频

5、调速系统的整体设计134.2 主电路设计144.3 系统保护电路设计194.4 控制电路的设计20第五章、变频调速系统的软件设计22DSP生成SPWM波形22系统程序设计25第6章 、总结26参考文献27附录28第一章、概 论1.1、 变频调速技术的发展交流变频调速技术相对于变压调速等其它方法有着明显的优点:调速时平滑性好，效率高; 调速范围较大，精度高;起动电流低，对系统及电网无冲击，节电效果明显;变频器体积小，便于安装、调试、维修简便;易于实现过程自动化等优异特性，在实际中得到了广泛的应用。20世纪是电力电子变频技术由诞生到发展的一个全盛时期。最初的交流变频调速理论诞生于20世纪20年代，

6、直到60年代，由于电力电子器件的发展，才促进了变频调速技术向实用方向的发展。70年代，席卷工业发达国家的石油危机，促使他们投入大量的人力、物力、财力去研究高效率的变频器，使变频调速技术有了很大的发展并得到推广应用。80年代，变频调速己产品化，性能也不断提高，充分发挥了交流调速的优越性，广泛的应用于工业各部门，并且部分取代了直流调速。进入90 年代，由于新型电力电子器件的发展及性能的提高、计算机技术的发展以及先进控制理论和技术的完善和发展等原因，极大地提高了变频调速的技术性能，促进了变频调速技术的发展，使变频调速装置在调速范围、驱动能力、调速精度、动态响应、输出性能、功率因数、运行效率及使用的方

7、便性等方面大大超过了其他常规交流调速方式，其性能指标亦已超过了直流调速系统，达到取代直流调速系统的地步。目前 ，交流变频调速技术以其卓越的调速性能、显著的节电效果以及在国民经济各领域的广泛适用性，而被公认为是一种最有前途的交流调速方式，代表了电气传动发展的主流方向。变频调速技术为节能降耗、改善控制性能、提高产品的产量和质量提供了至关重要的手段。变频调速理论己形成较为完整的科学体系，成为一门相对独立的学科。变频装置按变换环节分有交一直一交系统和交一交系统两大类，交一直一交系统又分为电压型和电流型，其中，电压型变频器在工业中应用最为广泛;按电压的调制方式分为脉幅调制PAM(Pulse Altitu

8、de Modulation)和脉宽调制PWM(Pulse Width Modulation)两大类，前者己几近绝迹，目前普遍采用的是后者。1.2、 变频调速系统的方案目前典型的变频调速控制类型主要有四种:恒压频比(v均控制，转差频率控制，矢量控制，直接转矩控制。下面分别对这四种调速控制类型进行介绍。早期的变频系统都是采用开环恒压比的控制方式，U/f控制是转速开环控制,无需速度传感器，控制电路简单，负载可以是通用标准异步电动机，所以通用性强，经济性好，是目前通用变频器产品中使用较多的一种控制方式，普遍应用在风机、泵类的调速系统中。但是由于这种控制方法是开环控制，调速精度不高，低速时因定子电阻和逆

9、变器死区效应的存在而性能下降、稳定性变差。异步电动机转差频率控制是一种转速闭环控制。利用异步电动机的转矩与转差频率成正比的关系来控制电机的转矩，就可以达到与直流恒磁通调速系统相似的性能。它的优点在于频率控制环节的输入频率信号是由转差信号和实测转速信号相加后得到的，在转速变化过程中，实际频率随着实际转速同步上升或下降，因此加、减速更平滑，容易稳定。其缺点是由于转差频率控制规律是从异步电动机稳态等效电路和稳态转矩公式推得的，所以存在动态时磁通的变化不能得到控制、电流相位没有得到控制等差距，使其不能达到与直流恒磁通调速系统同样的性能。本世纪70年代西德F.Blaschke等人首先提出矢量控制(FOC

10、)理论，由此开创了交流电动机等效直流电动机控制的先河1习。矢量控制也称为磁场定向控制，它着眼于电机磁场的直接控制。其主要思想是将异步电动机模拟成直流电动机，通过坐标变换的方法分解定子电流，使之成为转矩和磁场两个分量，实现正交或解祸控制，从而获得与直流电动机一样良好的动态调速特性。因为这种方法采用了坐标变换，所以对控制器的运算速度、处理能力等性能要求较高。但在实际上矢量控制运算及转子磁链估计中要使用电动机参数，其控制的精确性受到参数变化的影响，所以精确的矢量控制系统要对电动机的参数进行估计。这种控制方式需要解祸计算和坐标旋转变换，计算量较大，实现起来困难。在矢量控制系统中，给定量要从直流变为交流

11、，而反馈量要从交流变为直流再加上转子磁链模型、转子参数的辨识与校正等;因此电机的速度辨识及磁链观测器的实现是矢量控制系统实现的关键所在。1985年德国鲁尔大学DePenbrock教授首先提出直接转矩控制理论(DTC)。直接转矩控制与矢量控制不同，DTC摒弃了解祸的思想，取消了旋转坐标变换，简单的通过检测电机定子电压和电流，借助瞬时空间矢量理论计算电机的磁链和转矩，并根据与给定值比较所得的差值，实现磁链和转矩的直接控制。直接转矩控制技术是用空间矢量的分析方法，直接在定子坐标系计算与控制交流电动机的转矩，采用定子磁场定向，借助离散的两点式调节器产生脉宽调制(PWM)信号，直接对逆变器的开关状态进行

12、最佳控制，以获得转矩的高动态性能。这种方法的优点在于:直接在定子坐标系上分析交流电动机的数学模型、控制电动机的转矩和磁链，省掉了矢量旋转变换等复杂的变换和计算。大大减少了矢量控制技术中控制性能易受参数变化影响的问题。但是由于直接转矩控制系统是直接进行转矩的砰一砰控制，避开了旋转坐标变换，控制定子磁链而不是转子磁链，不可避免地产生转矩脉动，降低调速性能，因此只能用在对调速要求不高的场合。同时，直接转矩系统的控制也较复杂，造价较高。1.3、 本论文的研究内容本文在掌握交流电机变频调速基本原理的基础上，对该转速开环恒压频比的交流调速系统进行基于MATLAB的仿真，采用电机控制专用DSP芯片TMS32

13、0F2812，运用恒压频比调速的基本原理，提出了交流电机变频调速系统的总体设计方案。1.4、 设计目的 应用所学的交、直流调速系统的基本知识与工程设计方法，结合生产实际，确定系统的性能指标与实现方案，进行运动控制系统的初步设计。 应用计算机仿真技术，通过在MATLAB软件上建立运动控制系统的数学模型，对控制系统进行性能仿真研究，掌握系统参数对系统性能的影响。 在原理设计与仿真研究的基础上，应用PROTEL进行控制系统的印制板的设计，为毕业设计的综合运用奠定坚实的基础。第二章、恒压频比交流调速原理2.1、 原理概述变频调速系统一般要求在变频时保持电机气隙磁通不变，这样可在允许的电流下获得最大的转

14、矩，使电机具有良好的调速性能。交流电机每相定子感应电动势为 式中，是由电动机结构决定的常数。从式中可见，在改变频率时要保持气隙磁通不变，就需要同时改变，使随变化并保持为固定的常数。因为不能直接检测和控制，在忽略定子绕组电阻时近似等于电动机端电压。而和都可以方便地通过变频器控制，因此仅要求稳态时转速的调节，异步电动机变频调速系统常采用常数的控制，也称为VVVF控制或恒压频比控制。图2.1 恒压频比变频调速系统原理图恒压频比变频调速系统的基本原理结构如图1所示，系统由升降速时间设定G1，U/f曲线，SPWM调制和驱动等环节组成。2.2、 正弦脉宽调制(SPWM)控制理论我们期望变频器输出的电压波形

15、是纯粹的正弦波形，但就目前的技术，还不能制造功率大、体积小、输出波形如同正弦波发生器那样标准的可变频变压的逆变器。目前很容易实现的一种方法是：逆变器的输出波形是一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，这些波形与正弦波等效，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合。这样，有n个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波的半周等效，称为SPWM波形。SPWM波形如图2.1所示：产生正弦脉宽调制波SPWM的原理是：用一组等腰三角形波与一个正弦波进行

16、比较，如图2.2所示，其相交的时刻(即交点)作为开关管“开”或“关”的时刻。正弦波大于三角波时，使相应的开关器件导通；当正弦波小于三角载波时，使相应的开关器件截止。图2.2与正弦波等效的等幅脉冲序列波图2.3 SPWM控制的基本原理图第三章、MATLAB仿真部分3.1、电动机参数计算额定转差率： 临界转差率： 额定相电压与额定转子折算相电流之间相位差角正切为 额定理想空载电流的标幺值为： 定子与转子的电压变比为： 修正系数为: 电动机的短路漏抗为： 定子的每项电阻为： 折算到定子侧的转子每相电组为： 定子每相漏抗和折算到定子侧的转子每相漏抗为： 因此：折算到转子侧的电动机每相漏抗和每相电阻为：

17、 3.2、 逆变器传递函数其中 ， （、为电机定子每相电阻、折算到定子侧的电机转子每相电阻；为电机定子每相漏感、折算到定子侧的电机转子每相漏感） 参数相关计算如下：（1） 电机额定转矩 N.m（2） 定子电抗=2.88（3） L 即 = =9.2 mh（4） 平波电抗器电感 mh （对于三相全控电路=0.693 =5%）（5） 已知=0.5 =3 综合以上数据求得=0.14 =0.053从而逆变器传递函数=3.3、 恒压频比变频调速系统模型图3.1恒压频比变频调速系统的仿真模型（1） LooKup Table模块：模型中函数发生器LooKup Table用于产生与频率f相应的电压信号u，函数表

18、达式为式中，为电机额定电压；为起动时的补偿电压；为电机额定频率。图3.2 U/f曲线（2） 函数模块,经汇总的变量输入三个函数模块产生三相调制信号,再经PWM Generator 模块产生逆变器的驱动脉冲，经逆变器得到三相可调电压，控制电机的起动和运行。（3） 逆变桥电源部分原设计采用三相不控整流提供系统主电路电源，采用大电容串并联滤波，得到整流电压Ud 为简化仿真电路，减小软件计算量，直接用514V直流电源代替三相不控整流加滤波的部分。 3.4、系统仿真波形在给定频率50Hz、电动机空载起动的情况下，仿真结果如下图所示。图3.3分别为系统逆变出来的三相电流、电动机转速、转矩的波形图3.4 逆

19、变桥触发脉冲图3.5 三相调制波3.5、仿真分析从以上三幅输出波形图结果可以看出，系统基本达到设计要求，输出波形十分接近于理论波形。从图中可以看到电动机转速基本按曲线的设定上升，但是起动中转速和转矩的波动很大。从逆变器输出电流的波形中可以看到，输出电流的频率变化呈现出不规则。在频率变化的边界上，正弦调制信号和转速都发生了畸变，这是因为频率变化的时刻不一定是发生在调制信号一个完整周期的末尾，在调制正弦信号一周期尚未结束时，频率发生了变化就可能使下一周期信号的前半周期变宽或变窄，使相应的一周期频率减小或增加。进一步比较频率变化时刻的三相电压波形，这时的三相电压的相序也可能异常，出现瞬时的负相序，电

20、动机也产生了负的转矩，从而使电动机的转矩和转速发生急剧波动。延长起动时间，波动的情况可以减小，但是波动还是存在的。第四章、硬件设计4.1、变频调速系统的整体设计本文设计的系统以TI公司的TMS320F2812为控制核心，其总体设计图如图4.1M限流起动电压检测IPM故障保护泵升控制过欠压保护驱动电路光电耦合频率输入中央处理器故障保护PWMIO接口IO接口图4.1 整体系统设计其中主电路部分由整流电路、滤波电路、逆变电路(和IPM驱动电路与吸收电路组成。几其工作原理是把单相交流电压通过不可控整流模块变为直流电压，整流后的脉动电压再经过大电容滤波后成为稳定的基于DSP的交流电机变频调速系统的设计直

21、流电压。IPM逆变电路对该直流电压进行斩波，形成电压和频率均可调的三相交流电，提供给电机。系统保护电路包括过压、欠压保护、限流启动、IPM故障保护与泵升控制等。过压，欠压保护是利用电阻分压采集母线电压，与规定值相比较;限流启动是由于开启主回路时，大电容充电瞬间引起的电流过大，这样可能会损坏整流桥，因此在主回路上串联限流电阻R1，当电容电压达到规定值时，启动继电器把R1短路，主回路进入正常工作状态;IPM故障保护是IPM内部集成的各种保护功能，包括过电流保护功能、短路保护功能、控制电源欠电压保护和管壳及管芯温度过热保护。把上述各种故障信号进行综合处理后形成总的故障信号送入DSP (TMS320F

22、2812)的PDPINTA故障中断入口，进而封锁DSP的PWM波输出。 控制电路包括DSP最小系统电路、频率输入电路、光耦隔离电路等。最小系统由DSP本身和外扩的数据SRAM,程序SRAM、复位电路、晶振、译码电路、电源转换电路和仿真接口JTAG电路组成，仿真接口JTAG电路是为了实现在线仿真，同时在调试过程装载数据代码和程序代码;频率输入电路可以设置系统要输出的SPWM波的频率;光耦隔离电路是为了把DSP输出的弱电信号和主电路的强电信号进行可靠隔离。4.2主电路的设计主电路原理图如图3-2所示，由整流电路、滤波电路、逆变电路(IPM)和IPM的吸收电路组成。主电路采用典型的交一直一交电压源型

23、通用变频器结构，输入功率级采用单相桥式不可控整流电路RB1，整流输出经中间环节大电容滤波，获得平滑的直流电压。逆变部分通过功率器件IGBT的导通和关断，输出交变的脉冲电压序列。由于功率器件开关频率过高，会产生电压尖脉冲，因此需要吸收电路来消除该尖峰。图4.2 系统主电路4.2.1 整流电路整流电路由6个整流二极管组成三相不可控整流桥，它们将电源的三相交流全波整流成直流。整流二极管的计算，通过二极管的峰值电流: (4-1) 流过二极管电流的有效值: (4-2) 二极管电流定额:=48一72A (4-3)考虑滤波电容的充电电流影响，要有更大的电流裕量，选用整流二极管的电压定额: (4-4) 选用1

24、000V。根据上面计算的电压和电流以及市场价格和供货情况，实际选用的单相整流桥为60A, 1000V.4.2.2 滤波电路在整流电路中输出电压是脉动的，另外，在逆变部分产生的脉动电流和负载变化也使得直流电压产生脉动，为了将其中的交流成分尽可能的滤除掉，使之变成平滑的直流电，必须在其后加上一个低通滤波电路。这里采用常用的电容滤波电路，在整流输出端并入大电容，整流输出直流电压含有很多偶次谐波，频率越高，电容容抗越小，分流作用越大，谐波被滤除的就越多，输出电压的平均值就越大。滤波电容除了滤除整流后的电压纹波外，还在整流电路与逆变器之间起去耦作用，以消除相互干扰，这就给作为感性负载的电动机提供必要的无

25、功功率。因而，中间直流电路电容器的电容量必须较大，起到储能作用，所以中间直流电路的电容器又称储能电容器。在没有加入滤波电容时，单相整流桥输出平均直流电压为: (4-5) 加上滤波电容后，的最高电压可达交流线电压的峰值: (4-6)假设输入电压的波动范围为200V 240V，当输入电压对应240V的输入，整流后的电压为324V。又设电源功率因数为0.9，那么每一个周期，电容吸收的能量为: (4-7)式中为电机输出功率，为峰值电压，为最小交流输入电压。考虑到纹波的需要，最小的交流输入电压应该在200V以上，所以有: (4-8)滤波电容理论上讲越大越好，实际中考虑价格我们选择4个450伏330uf的

26、电解电容，分别两个并联后再2个串联，最后等效为一个耐压900伏330uf的电容。并联在电容两端的为均衡电阻，由于电容的各个参数不是完全相同，此均衡电阻使串联的电容分压相同，同时在电源关断时，给电容提供一个放电回路，此电阻阻值选用47。 发光二极管DS1除了表示电源是否接通以外，还有一个十分重要的功能，即在主电路切断电源后，显示滤波电容上的电荷是否已经释放完毕。由于滤波电容的容量较大，而切断电源又必须在逆变电路停止工作的状态下进行，如果滤波电容没有快速放电的回路，其放电时间往往长达数分钟。又由于滤波电容上的电压较高，如电荷不放完，将对人身安全构成威胁。4.2.3 逆变电路逆变电路的功率开关器件选

27、用的是以绝缘栅双极晶体管(IGBT)为核心的智能功率模块(IPM) 。IGBT是80年代出现的新一代复合型电力电子器件，它集合了MOSFET和GTR的优点，适合于高速、低功耗的场合，如电机控制，开关电源等。IGB T具有耐压高、电流大、开关频率高、导通电阻小、控制功率小等特点。而智能功率模块仁IPM)是将大功率开关器件和驱动电路、保护电路、检测电路等集成在同一个模块内，是电力集成电路PIC的一种。目前的IPM一般采用IGBT作为大功率开关器件。(1) IPM的主要特性采用低饱和压降，高开关速度，内设低损耗电流传感器的IGBT功率器件。该电流传感器是射极分流式采样，电阻上流过的电流很小，且与开关

28、流过的大电流成确定比例关系，从而可代替一般要外接的电流互感器，如霍尔电流传感器等检测元件。同时饱合压降和开关速度之间的关系达到最优化，具有足够的安全工作区，能很好地满足由控制IC给出的保护范围。采用单电源逻辑电压输入优化的栅极驱动，实行RTC(实时逻辑栅区)控制模式。以严密的时序逻辑监控保护，可防止过电流、短路、过热及欠电压等故障发生。带RC信号干扰抑制和电源干扰抑制。IPM内置各种保护功能。只要有一个保护电路起作用，IGBT的门极驱动电路即关闭，同时产生一个故障信号，可送至DSP进行相应处理。 三相桥臂;内含续流二极管;内置驱动电路、保护电路和报警输出电路。(2) IPM的选取IGBT正反向

29、峰值电压为: (4-9) IGBT电压定额为: (4-10) 式中:1.5安全裕量 1.2考虑大电容滤波后的电感升高系数IGBT通态峰值电流为: (4-11)IGBT电流定额为: =1.5 x1.2 x42.4=76.32A (4-12) 式中:1.5安全裕量 1.2考虑电机的过载倍数故可选用三菱公司75A/1000V的IPM模块，型号为PM75RS120E(3)续流电路续流二极管的主要功能有:电动机的绕组是电感性的，其电流具有无功分量。续流二极管为 无功电流返回直流电源提供“通道”。当频率下降、电动机再生制动状态时，再生电流将通过续流二极管返回直流回路。IGBT (Q1Q6)进行逆变的基本工

30、作过程:同一桥臂的两个逆变管，处于不停的交替导通和截止的状态。在这交替导通和截止的换相过程中，也不时地需要续流二极管提供通路。(4)IPM逆变器开关频率的确定在变频调速系统中，采用SPWM逆变电路可以大大降低逆变电路输出电压的谐波，使逆变电路的输出电流接近正弦波。谐波的减少取决于逆变电路功率元件的开关频率，而开关频率则受器件开关时间的限制。尽管智能功率模块IPM的开关频率可达10 -20kHz，但在确定逆变电路开关频率时，除了应使逆变电路输出接近正弦波，还要考虑器件的开关损耗，以保证变频调速系统具有较高的效率。因此，必须全面衡量后再确定采用IPM的逆变电路的开关频率。本系统开关频率选用10kH

31、z.4.2.4以IPM为功率器件的驱动电路图4.3 IPM输入信号驱动及故障返回电路（1）驱动电源当控制信号(栅极驱动)与主电流共用一个电流路径时，由于主回路有很高的di/dt，至使在具有寄生电感的功率回路产生感应电压，而导致可能感应到栅极把本来截止的IGBT导通。因此IPM驱动电源需要采用四组隔离电源。上桥臂每相各用一组电源，下桥臂三相共用一组。驱动电源电压在13. 5V-16. 5V之间，IPM能够正常工作。若电源电压高于16. 5V，则IGBT因驱动电源电压过高，保护性能得不到充分的保证，高于20V时IGB T管的栅极会损坏，因此绝对不能加如此高的电压。若电源电压低于13. 5V, IG

32、BT驱动电源电压不足，这时控制信号为无效操作。典型的工作电压一般取15V。 (2)控制信号输入控制电路电流与开关频率有关、见表3-1，因此控制端加一个上拉电阻。上拉电阻应尽可能小以避免高阻抗IPM拾取噪声，但又要足够可靠地控制IPM。 在PWM信号输入端必须用高速光耦进行隔离，一般取光耦的开关速度 。 (3) IPM的自保护功能 IPM内部集成自保护功能，共有4路保护，分别是上桥臂三路保护UFO,VFO I WFO，下桥臂公用保护F。每个保护都包括过温、过流、欠压、短路保护。如果其中有一种保护电路动作，IGBT栅极驱动单元就会关断电流并输出一个故障信号。4.3 系统保护电路的设计为了提高系统的

33、可靠性及更好的保护IGBT管，我们须设置一套快速而准确的保护环节以防止各种故障。在此，针对这些问题，设计了系统过压、欠压保护、限流起动、工频故障保护等电路。所有的保护电路的故障信号输出相与，所得的信号送入DSP的PDPINTA中断口，当DSP的PDPINTA管脚接收到低电平信号，DSP将做出相应的中断处理，立即封锁PWM输出及停止运行。由于保护电路属于系统的弱电控制部分，而故障信号又是从主电路中取出的，为保证系统工作稳定应实行弱电和强电隔离，即使两者之间既保持控制信号联系，又要隔绝电气方面的联系。这就要求我们在设计保护电路的同时应该考虑抗干扰问题。以下将分别介绍各个保护装置。 4.3.1 IP

34、M故障保护电路IPM有内置保护电路以避兔因系统失控或过载而使功率器件损坏，内置保护功能的框图如图4.4所示。如果IPM模块其中有一种保护电路动作，IGBT栅极驱动单元就会关断电流，并输出一个故障信号Fo。 欠压驱动 过滤 短路温度控制过温 图4.4 IPM内部保护电路4.3.2 限电流启动此电路是用来防止在开启主回路时，由于储能电容大，加之在接入电源时电容器两端的电压为零，故当主电路刚合上电源的瞬间，滤波电容器的充电电流是很大的，过大的冲击电流将可能使整流桥的二极管损坏。因此为了保护整流桥，在主电路上串接入限流电阻R1，当滤波电容上的电压达到电机正常运行的65%时，电压继电器常开触头闭合，将电

35、阻短路，结束限流起动过程，进入正常运行状态。4.4 控制电路的设计DSP2812是TI公司新推出的功能强大的TMS320F2812的32位定点DSP，是TMS320LF2407A的升级版本，最大的特点是速度比TMS320LF2407A有了质的飞跃，从最高40M跃升到TMS320F2812的150M，处理数据位数也从16位定点跃升到32位定点。最大的亮点是其拥有EVA、EVB事件管理器和配套的12位16通道的AD数据采集，使其对电机控制得心应手。再加上丰富的外设接口，如CAN、SCI等，在工控领域占有不少份额4.4.1 DSP（TMS320LF2812)的最小系统电路DSP最小系统是指既没有输入

36、通道，也没有输出通道，同时也不与其它系统进行通信的DSP系统。DSP最小系统的设计是DSP硬件设计中的最基本，也是最重要的一步。它主要包括:电源电路、时钟电路、复位电路、仿真接头、扩展SRAM等。DSP最小系统框图如图4.5所示。（原理图见附录）JTAG接口 程序电源监控DSPTMS320F2812数据时钟EEPROM复位电平变换图 4.5 最小系统框图4.4.2 DSP外围接口电路设计串行接口的设计串行接口电路如图4.6，我们通过一片MAX232构成串行通信接口。MAX232是双路驱动/接收器，内部包括电容型的电压生成器，可以将5V电源转换成符合EIA/T工A-232-E的电压等级。接收器将

37、EIA/T工A-232-E标准的输入电平转换成5VTTL/CMOS电平。接收器的典型临界值是1.3V，典型磁滞是0.5V。发送器将TTL/CMOS输入电平转换成EIA/TIA-232-E电平。这样就可以实现下位机与上位机之间的通信。 图4.6串口电路图第五章、变频调速系统的软件设计系统控制能力的优劣很大程度取决于软件可靠性和通用性之外，满足实时性的前提下，还要具有很好的实时性，控制软件还应具有灵活性。本系统软件采用了自上而下、从整体到局部的设计思想，采用模块化设计方案，使程序思路清晰，可读性强。5.1 DSP生成SPWM波形(1)控制寄存器设置控制寄存器是指为产生SPWM波而需要设置的事件管理

38、器(EUA)中的特殊功能寄存器。为了得到期望中的理想波形输出，不但要求有正确的算法，正确地设置控制寄存器同样也是极其关键的。控制寄存器的设置顺序为:a设置定时周期寄存器T1PR。b设置死区时间控制寄存器DB TCON。c初始化GMPRx Cx=1, 2, 3)。d设置比较控制寄存器GOMCON。e设置定时器工控制寄存器T1CON。f在每个采样周期重写CMPRx (x=1. 2, 3)。（2) DSP生成SPWM波的基本设计思想利用TMS320F2812生成SPWM波的基本设计思想是利用DSP的事件管理器(EUA)中的3个比较单元、通用定时器么死区发生单元以及输出逻辑来生成三相六路SPWM波，经

39、6个复用的IO引脚输出，EVA内部PWM生成电路框图如图4-4-1所示。TMS320F2812的定时器有4种工作方式，当以如图4-2所示的持续向上/下计数方式工作时，将产生对称的PWMl波输出。在这种计数方式下，计数器的值由初值开始向上跳增，当到达T1PR值时，开始递减跳变，直至计数器的值为零时又重新向上跳增，如此循环往复。在计数器跳变的过程中，计数器的值都与比较寄存器CMPRxCx =1, 2 ,的值作比较，当计数器的值与任一比较寄存器的值相等，则对应的该相方波输出发生电平翻转，如图4-4-2所示，在一个周期内，输出的方波将发生两次电平翻转。从图4-4-2还可以看出插入死区时间后波形的变化情

40、况，死区的宽度从0-12s可调。系统中考虑到所用功率器件的开通和关断时间(最大关断时间为设定PWM波的死区时间为6.4s，只要在每个脉冲周期根据在线计算改写比较寄存器CMPR的值，就可实时地改变PWM脉冲的占空比。死区配置寄存器 内部总线比较单元1比较单元2比较单元3脉冲模拟产生器对称PWM不对称PWM空间矢量PWM通用定时器1 死区单元输出逻辑PWM1 D DTDH1 PWM2DTDH2 PWM3DTDH3 PWM4 DTDH4PWM5 DTDH5 PWM6 DTDH6 图5.1 PWM生成电路框图5.2 系统程序设计本系统的软件主要有两部分组成:一、上位机监控程序;二、下位机控制程序。上位机负责电机参数的设定、电机