完整版SPWM原理+单极性SPWM

1、SPWM1 SPWM基本原理spWM理论基于冲量等效原理：大小、波形不相同的窄脉冲变量作用于惯性 系统时，只要它们的冲量（面积），即变量对时间的积分相等，其作用效果相同。 也就是说，不论冲量为何种表现形式，只要是冲量等效的脉冲作用在惯性系统上， 其输出响应是基本相同的。如果将图3.6a所示正弦波等分成若干份，那么该正弦波也可以看做是由一 系列幅值为正弦波片段的窄脉冲组成。如果每个片段的面积分别与A B、CL、M N所示一系列等宽不等高的矩形窄脉冲的面积相等，那么由冲量等效原理可 知，由A B CL、M N这些等宽不等高的矩形脉冲构成的阶梯波和正弦波是 等效的。进一步，如果让图1所示逆变器产生如

2、图3.6b所示的一系列幅值为 V 的等高不等宽的窄脉冲，并使每个窄脉冲的面积分别与相应A B CL、MN的面积相等，根据等效原理，图 3.6b中这些等高不等宽的窄脉冲也是与正弦波 等效的。所以，不论是正弦波还是与其冲量等效的等宽不等高的阶梯波，又或者是与其冲量等效的等高不等宽的窄脉冲序列，当其作用于惯性系统后，最终输出是基本相同的。也就是说，正弦波通过惯性系统以后还是正弦波， 与正弦波等效 的窄脉冲序列通过惯性系统后基本也是正弦波。如图3.6a所示，将该正弦波v t Vsin wt的半个周期均分成n个相等的时 间段，每个时间段长Ts T/2n，对应角度为s wTs。假定第k个时段的终点时 刻为

3、kTs，起点时刻为k 1Ts，则第k个时段中心处相位角为k wtkw KTsiTs(3.1)要使图3.6b中第k个时段幅值为Vd的窄脉冲的面积与对应时段内正弦波面 积相等，脉冲宽度Tk必须满足式KTsKTsVd Tk（K 1）T Vab（wt）dt（K 1）T V1m sin（wt）dtV1mcosw(K 1)Ts coswKTsV1 mw12 sinwTs21sin w KTsTs2(3.2)将3.1式代入3.2式得-2sin wwTs2Mm sin(3.3)因此，第k个脉冲的宽度在Ts时段内的占空比为12sirwTsDk严kV1m2sin k M sin k(3.4);sVdwTs定义调制

4、比为12sinwTsM如2 s2(3.5)VdwTs如果n、Vd、V1m、w的值确定，则M为一常数，从而Dk是按正弦规律变化的,即脉冲宽度是按正弦规律变化的。这种按正弦规律控制逆变器输出脉冲电压的方法称为正弦脉宽调制。当n很大时，有sin1 wTswTs，从而占空比可简化为22DkTkT： sin k M sin ksVd(3.6)调制比为V1 m(3.7)图3.6用SPWM电压等效正弦电压从以上各式可以看出，如果调制比 M改变，Dk会同比例改变，逆变器输出 的基波电压也会同比例改变。T1*7D1 T3D31-VdaT2*7-负载b-D2 D4图3.5逆变电路2单极性SPWM对应于双极性SPW

5、,如果在调制波的正半周期仅有正的电压脉冲，负半周 期仅有负的电压脉冲，则称为单极性 SPW。单极性SPW一般通过载波实现，具 体有两种方式。可以通过控制信号进行相位参差得到， 也可以通过两桥臂进行相 位参差得到11。为方便软件算法实现，本文通过两桥臂相位参差法得到。D3D4图3.7单极性SPWM主电路对主电路的Ti、T2桥臂和T3、T4桥臂分别进行双极性SPWMB制。两桥臂共 用一个三角载波，所不同的是 Ti、T2桥臂的调制波为Vr，而T3、T4桥臂的调制波 为Vr。Ti、T2桥臂和T3、T4桥臂的驱动信号的变化时刻即是图 3.9所示载波与 各自调制波的交点时刻。Vg* Vg1,Tl-H Vg

6、2,T2: Vg4,T4/N ” Vg3,T3图3.8两桥臂相位参差法单极性SPWM驱动信号形成电路当Vr Vc时，使Ti导通，T2截止，Van 乂宀，当V时，使Ti截止，丁2导通，Van Vd/2 ;当Vr 乂时，使丁3截止，丁4导通，论 5丨2，当V乂 时，使T3导通，T4截止，Vbn Vd/2。输出电压Vab Van 5，从而Vab可能出现三种情况，分别为、T4同时导通时，Vab Vd ； T2、T3同时导通时，VabVd ；Tl、T3同时导通或T2、T4同时导通时，Vab 0图3.9两桥臂相位参差法单极性 SPWM输出电压波形图3.10显示了一个载波周期内的脉冲生成过程。由图3.10知

7、在每一个载波 周期Tc内产生了两个驱动脉冲，在前、后半周期各产生了一个输出电压脉冲， 即 产生了脉冲数倍频的效果，所以这种调制方式也被称为单级倍频 SPW调制。设图3.10中正弦调制波Vr t VrmSinWrt V Sin 2 frt，幅值为,频率为 fr，三角载波Vc幅值为VCm,频率为fc。假设载波比很大，近似认为Vr在一个载 波周期内大小不变。从而第k个脉冲的占空比为DkTkTk/2FCFBvrVrm sin kTc/2Tc/4ECEA VcmVcm(3.8)式中k表示第k个脉冲中心点所对应的基波角度。半个载波周期内，输出电压的平均面积为abVdTkTc/2Vrm SinkVcm(3.9)当载波比很高时，逆变器输出基波电压瞬时值为Vab1 tV rmsin wrtVcmMVd sin wrt V1m sinwrt(3.10)式中，V1m为输出基波电压幅值，M为调制比M Vrm V1m(3.11)VcmVd式3.11表明，输出基波电压与调制波具有相同的频率和相位，所以改变调制波的频率和相位就可以改变输出基波电压的频率和相位。并且，输出基波电压大小和调制比成正比，如果取Vcm为常数，则改变Vrm就可以改变输出