功分器、定向耦合器及应用简介

1、1 西安海天天线科技股份有限公司西安海天天线科技股份有限公司 功分器、定向耦合器及应用简介功分器、定向耦合器及应用简介 编写编写:俱新德俱新德 西安海天天线技术支持部天线部西安海天天线技术支持部天线部 2005年年12月月 第一部分第一部分 功分器功分器 1、T型功分器型功分器 图1.1所示为T型功分器，端口1为输入 端，端口2、3为输出端。如果输入、输 出端口的负载阻抗均为Z0，为了使输入、 输出端口均匹配，如图1.1（b）所示，必 须加一段特性阻抗Z01=Z0/ ，长度为/4 的阻抗变换段。 2 T型功分器由于结构简单，既可以用同 轴线，也可以用微带线实现，因而在基 站天线阵中，大量用它作

2、为馈电网络。T 型功分器的缺点是输出端口彼此不隔离， 因此也把T型功分器叫无隔离功分器。 2、Wilkinson功分器功分器 图1.2所示为匹配Wilkinson功分器的结构 示意图。 信号由端口1输入，由端口2、3输出。所有 端口的负载阻抗均为Z0，当Z1=Z2= Z0，R= 2Z0时，由端口1输入的功率，由端口2、3同相 等功率输出。 在中心工作频率，Wilkinson功分器具有以下 特性： 输入、输出端口完全匹配； 端口2、3彼此隔离，隔离度在20dB以上； 宽频带，VSWR1.22的带宽为1.44：1。 2 Wilkinson功分器也可以作为功率合成器使用。 当端口2、3输入等辐同相信

3、号，则合成信号由 端口1输出。假定只在端口2（或端口3）输入 功率，那么只有一半功率由端口1输出，另一 半输入功率损耗在隔离电阻R中。 把Wilkinson功分器级联，可以进一步展宽它 的带宽。 对图1.3所示2级联功分器，在倍频程带宽内， 在端口1，VSWR1.1，在端口2、3， VSWR1.01，端口2、3之间的最小隔离度为 27.3dB。 图 1.4 多段功分器级联后，输入/输出端口的 最大VSWR的频率特性如图1.4所示。 由图1.4看出，3段级联功分器最有用的 带宽可以到4：1，4段级联，可以实现5.5： 1的带宽。 功分器可以用微带电路制作，也可以 用同轴线制作。也可以在输出端口2

4、、3 分别用并联长度小于/4短路支节的办法 来展宽带宽，如图1.5所示。 /4 3、缩小尺寸的、缩小尺寸的3dB Wilkinson功分器功分器 普通的3dB Wilkinson功分器由两段/4 传输线组成。在RF的低频段，为了减少 普通2Wilkinson功分器轨迹（footprint） 围成的面积，基于折叠传输线能减少传 输线几何长度且能维持未折叠传输线在 中心频率电性能的原理。用一个C段和两 个C段级联制成的小型3dB Wilkinson功分 器分别如图1.6（a）(b) (c)所示。 图1.6 为了比较，图1.6（a）为同频常规3dB 功分器的形状和大小。相对图1.6（a）常 规设计，

5、图1.6（b）所示3dB功分器等效 矩形面积比图（a）减少40%，图1.6（c） 则减少37% 。 为了减少功分器的尺寸，可以采用电 容加载技术，图1.7就是缩短尺寸2功分器 的一种结构形式。图中功分臂的特性阻 抗Z01及加载电容C1、C2可由下式求出： 4、大功率、大功率RF功分器功分器 Wilkinson功分器输出端所加隔离电阻 为输出端提供了很高的隔离度。但在高 频应用中，隔离电阻的寄生电抗将造成 严重问题。因为隔离电阻的几何尺寸和 波长相比拟，在大功率应用中，为了承 受大的功率，电阻的几何尺寸也必须很 大，电阻的寄生电抗则降低了功分器的 性能，不仅使隔离度、电压驻波比变坏， 而且增加了

6、插损。 有许多方法可以用来消除隔离电阻寄 生电抗带来的不良影响，例如采用由两 对传输线组成的补偿网络来抵消掉隔离 电阻所带来的寄生电抗。 如图1.8所示，把两对传输线A、B插进 普通Wilkinson功分器中。 线是作为输入与包括补偿线在内输 出端间的阻抗变换器，在这个布局中， 输入、输出端均与Z0匹配。 4/ 5、由传输线变压器构成的功分器、由传输线变压器构成的功分器 在MFHF频段，广泛采用由传输线变 压器构成的功分器（或功率合成器）。 图1.10为2功分器，信号由端口1输入， 由端口2、3等辐同相输出，端口4为隔离 端，隔离电阻R=2Z0。两个线圈可以按照 传输线变压器的原理，绕在一个磁

7、环上， 以实现宽频带。 由传输线变压器构成的功分器有以下 特点： 端口1、4隔离，端口2、3也隔离。 隔离端与输入端反相，输入与输出端 同相。 由图1.10所示2等功分器看出，端口1的 阻抗不为Z0，而为Z0/2，为使输入阻抗与 输出阻抗均相同，可使用如图1.11所示二 等功分器。 图中T1是阻抗变换变压器，按照理想 变压器阻抗与匝数的平方成正比，可以 求出T1变压器初次级匝数之比等于 （7/5=1.4 ）。T2是匝数相同的分配变 压器，实际电路中还并联了几只电容， 它与T1、T2变压器的漏感构成谐振回路， 以改善高频特性。 图1.12和1.13分别为四功分器和三功分 器。 2 2 6、不等功

8、分比功分器、不等功分比功分器 在工程中，有时还需要使用一些不等功分比 二功分器。如在赋形基站天线阵中，需要用不 同功率给各辐射单元馈电，对不等功分比功分 器，按照端口之间的功分比与端口之间馈线特 性阻抗成反比的原则来设计相应的不等阻抗匹 配网络，来满足所需要的不等功分比。图1.14 为三端口微带不等功分器的结构示意图，信号 由端口1输入，由端口2、3按不等功分比输出。 功分器必须满足以下要求： 输出端口2、3的功率比可以相等，也 可以为任意值，例如P3= P2， 是端口2、 3的功分比。 输出端口的电压相等，当功率从端口1 输入时，只有V2=V3，才能保证在隔离电 阻R上无压降。由于隔离电阻R

9、的存在， 才使得3个端口能同时实现阻抗匹配，端 口2、3也才彼此隔离。 端口1无反射。 2 k 2 k 第二部分第二部分 定向耦合器定向耦合器 2.1 分类分类 定向耦合器的对称性是定向耦合器的 重要特性，在分析和计算中经常利用对 称性。按对称性把定向耦合器分成三类， 如图2.1所示。 1类：沿X、Y轴均对称完全对称 2类：沿X轴对称部分对称 3类：沿Y轴对称部分对称 按输出端口的相位差也分成三类： （1）90 如分支线定向耦合器、耦合 线定向耦合器 （2）0 环形定向耦合器 （3）180 环形定向耦合器 2.2 用途用途 在那些微波器件中会使用定向耦合器， 定向耦合器在如下所示许多微波器件中

10、 都有应用。 平衡混频器 平衡放大器 功分器/合成器 移相器 衰减器 调制器 鉴频器（鉴相器）（Discriminators） 天线阵的馈电网络 2.3定向耦合器参数的定义定向耦合器参数的定义 如图2.1（a）所示，定向耦合器是一个 四端口网络。假定从端口1为输入端，端 口3为输出端，端口4为耦合端，端口2为 隔离端。假定P1为端口1的输入功率, P1 是从端口1反射回来的功率。P2、P3、P4 分别是输出端口3、耦合端口4、隔离端 口2的输出功率。 2.4 环形定向耦合器环形定向耦合器 （Ring Couplers） 2.4.1 周长为周长为6 /4的环形定向耦合器的环形定向耦合器 图2.2

11、是由周长为6 /4微带线构成的环 形定向耦合器（ 应为导波波长）。 图2.2 （巴伦）（巴伦） 2.4.2宽带级联定向耦合器宽带级联定向耦合器 图2.3 2.4.3 宽带周长为宽带周长为 的环形定向耦的环形定向耦 合器合器 图2.4 2.4.4 由环形定向耦合器构成的宽由环形定向耦合器构成的宽 带不等功分器带不等功分器 图2.5 2.4.4.1 环形不等功分器的环形不等功分器的 工程设计工程设计 2.5 分支线定向耦合器（分支线定向耦合器（Branch Coupler） 分支线定向耦合器是由周长为的方环 构成的分支线耦合器。分支线定向耦合 器为四端口网络。分支线定向耦合器有 双分支线定向耦合器

12、和三分支线定向耦 合器。分支线定向耦合器的带宽随着分 支线的增加而增加。 2.5.1双分支线定向耦合器双分支线定向耦合器 双分支线定向耦合器是由周长为的方形环 状传输线构成的分支线定向耦合器，如图2.7所 示。也可以看成主要是由两根传输线组成，主 线传输线1-3利用两个间隔/4且/4长的分支线 耦合到辅助传输线2-4上，耦合系数由串联臂和 并联臂的阻抗比Z2/Z1决定，输入输出端均有相 同的特性阻抗Z0。 2.5.2 三分支线定向耦合器三分支线定向耦合器 （Three-Branch Coupler） 图2.8为三分支线定向耦合器。三分支 线定向耦合器的带宽比双分支线定向耦 合器宽，相对带宽为2

13、0%。 三分支线定向耦合器也有图2.1 1类定 向耦合器的理想方向性。 S12=S21=0 2.5.3 集总参数分支线定向耦合器集总参数分支线定向耦合器 集总参数分支线定向耦合器如图2.10 2.13所示，虽然耦合元件有所不同，但都 适合在MFHF频段作为窄带90混合电 路使用。 Maxwell电桥 在MFHF频段，最好的90混合电路 是如图2.13所示Maxwell电桥，具有特别 宽的带宽。 2.6 平行耦合线定向耦合器平行耦合线定向耦合器 与分支线定向耦合器相比，平行耦合 线定向耦合器有更宽的带宽。最常用的 平行耦合线定向耦合器是TEM模单节反 向（Backward-Wave）定向耦合器。

14、图 2.14为单节反向定向耦合器的结构图。由 图看出，平行耦合线定向耦合器是由两 个等宽平行耦合带线构成，最大耦合发 生在耦合线长度为 /4的区段内（为导 波波长）。 由于平行耦合导体之间的电磁场的相互作用， 使耦合信号传播的方向正好与入射信号的传播 方向相反，因而把这种定向耦合器叫反向定向 耦合器。 图2.14（a）为窄边带线耦合器，图2.14（b） 为宽边带线耦合器。对上述两种单节反向定向 耦合器，假定信号由端口1输入，由端口2、3 输出，端口4无信号输出，为隔离端。值得注 意的是输出信号相差90，端口2的相位超前端 口3 90。 经常用独立的偶模和奇模来分析和表示定向 耦合器，把两个模叠

15、加就能得到最后结果，详 细分析可参看有关资料，这里只给出设计用公 式。 图2.14 2.6微带电路形式功分器微带电路形式功分器/合成器主合成器主 要性能的比较要性能的比较 2.7功分器传输线的特性阻抗值功分器传输线的特性阻抗值 第三部分第三部分 功分器和定向耦合器功分器和定向耦合器 应用简介应用简介 3.1 作三频段作三频段4波束天线的波束天线的 馈电网络馈电网络 在城区，传统的水平面宽波束基站天 线会带来严重的多路径和射频干扰，严 重影响通信质量，为了减小多路径效应 和射频干扰，增加通信系统的容量，需 要用几个窄波束天线来代替一个宽波束 天线，使用宽频带多波束天线就能满足 这些要求 。 图3

16、.1是为4波束方向图馈电用的Butler矩阵波 束形成网络（BFN）(Beam Forming Network)。 为了在17102200MHz的3G频段工作，用宽带 分支线定向耦合器作为90混合电路。辐射单 元为宽带板型对称阵子，距接地板/4高，如图 3.2所示。其阵列分布为42。4波束（12、 40）水平面方向图如图3.3(a)所示，每个波 束的垂直面方向图如图3.3(b)所示。 由图看出，波束下倾7，每个波束天线在 1950MHz的增益为：12波束，G=11.5dBi;40 波束，G=11dBi;-12波束，G=12.3dBi;-40波束， G=10dBi。由于波束下倾，必须按表3.1所

17、示单 元之间的相位进行设计。 3.2在空间波束圆形智能天线阵中在空间波束圆形智能天线阵中 的应用的应用 在第3代移动通信中，传输高速率数据是其 中最主要的特点之一，无线传播环境将变得非 常恶劣，所以自适应天线则成为移动通信系统 的关键技术之一。对以高bit速率通信系统的移 动终端，瑞利（Rayleigh）衰落则成为最严重 的问题。由于瑞利衰落，假定每个天线单元中 接收的信号都很小，那么自适应天线也不能正 常工作。但采用定向分集 （Directive Diversity）能有效解决这些难题。 在定向分集中，同时形成几个窄波束，且选择 最大功率的波束，或者把波束与最大比组合算法 (MRC）（Max

18、imum Ratio Combining）组合。在 更先进的系统，对波束加权，并和自适应阵算法 相结合。例如采用最小均方误差 (MMSE)(Minimum Mean Square Error)，把这种自 适应天线阵称作空间波束自适应天线阵。 图3.4为均布在直径为0.5圆周上由4个全向天 线和馈电网络构成的智能天线阵。由图看出，馈 电网络仅由4个宽带90混合电路组成。由于没有 移相器，没有延迟线，也没有放大器，所以馈电 网络具有宽带特性，而且RF损耗很小。 波束端口和 激励相位间 的关系如 表3.2所示 1234 18090900 90018090 90180090 09090180 3.3在

19、室内扇区天线中的应用在室内扇区天线中的应用 在微波波段工作的如WLAN等宽带数字通信 系统，近几年来有了迅速发展。在这种高速系 统，由于多径衰落造成传输质量严重恶化。基 于几何光学原理，利用室内传播延迟模拟算法 计算，结果表明用合适的窄波束天线能克服多 路经衰落。 假定使用HPBW为30的定向天线与收发天线 均为全向天线相比，延迟扩展几乎减小90%。 由于无线通信用户用他们的终端工作时，并 不知道基站信号的方向，因此要求用窄波束天 线覆盖所有方向，而且天线增益应当在所有方 向相等。实现这种要求的方法有： （1）用一个窄波束天线在方位面机械扫描跟 踪来波信号。 优点：天线尺寸最小，天线的结构也最

20、简单。 缺点：需要一个机械旋转装置和相当长的跟踪 时间，大的功率消耗。 （2）用4或5Bit移相器的相阵天线 优点：电跟踪速度快 缺点：在微波特别是在毫波波段，实现低损耗 移相器较困难。 （3）扇区天线（Sector Antenna） 该方案不仅有能迅速定向的窄波束，而且以 电切换波束选择出最好的信号，还有软件并不 复杂，控制也相当简单的优点。 扇区天线有柱状或者圆阵，也有平面扇区阵。 平面扇区阵天线平面扇区阵天线 平面扇区阵天线是由两类天线形成的两种波 束，一种是平面4波束子阵，另一种是平面单 波束天线。为了均衡所有扇区天线的增益，应 当用赋形技术来设计天线的波束。在设计4波 束子阵时，应该

21、把多波束天线与平面Butler矩 阵波束形成网络集成在一起。 图3.5是10个平面扇区天线形成的波束，正面 和反面分别为4波束ABCD和EFGH，每个波束 水平面方向图HPBWH=30，相当普通的12扇区 天线。8个波束ABCDEFGH由两个层状平面4 波束子阵产生，覆盖240角域。其余60角域由 位于侧面的两个平面单波束天线产生的 HPBWH=60的J波束和I波束来覆盖。 图3.5 扇区天线阵的厚度主要由单波束天线水平面 波束宽度决定。平面单波束天线为23微带贴 片天线。它的主要电参数如下：HPBWH=60、 HPBWE=30、G=10.7dBi(不含切换电路损耗)。 VSWR1.5的相对带

22、宽为15%。为实现上述电 指标，单波束天线的尺寸为：宽高=1020 （0-中心工作波长） 图3.6为4波束子阵（横截面）和单波束天线 （正面）的结构示意图。多波束天线由于辐射 口面重叠，因而减小了尺寸。用装在天线中的 PIN二极管作为切换电路选择最好的波束。单 元天线HPBWH=94，调整单元间距，就能在所 希望的=15、=45形成HPBWH=30的4 个波束，以便提供3dB交叉深度。用r=2.2,tg =0.009的介质板制作天线和馈电网络，天线单 元间距约0.450。 图3.6 图3.7为Butler矩阵和4波束天线的馈电网络。 90混合电路为双分支线定向耦合器。由图看出， 90混合电路及

23、-45相移均用微带电路制作，没 有任何交叉，为了使幅度偏差最小，对所有端 口，微带线的弯曲数目是相同的。 图3.7 3.4分支线定向耦合器在圆极化天分支线定向耦合器在圆极化天 线中的应用线中的应用 一、作圆极化天线的馈电网络一、作圆极化天线的馈电网络 对双馈圆极化天线，虽然可以用普通2功分 器让输出臂长度差 给微带天线馈电。如果 功分器没有隔离电阻，也就是说，输出端不隔 离，如果天线与馈线匹配得不好，从一个端口 反射回来的功率就会再发射到另外一个端口， 而导致反旋圆极化波，这样就很难实现好的轴 比。 分支线定向耦合器输出端彼此隔离，如果用 它给双馈圆极化天线馈电，这样即使天线与馈 线不匹配，从

24、失配天线反射回来的功率只能被 4 g 吸收负载吸收，而不会到另一端，所以用分 支线定向耦合器给双馈圆极化天线馈电，就能 得到您所需要的好的圆极化天线。 为了实现相对带宽为30%的圆极化天线，由 于双分支线定向耦合器的相对带宽仅为25%， 所以必须采用相对带宽为40%的3分支定向耦合 器作为馈电网络，并通过位于接地板上的两个 缝隙进行口面耦合馈电。 图3.8 图3.8给出了在1200MHz1800MHz工作的圆 极化辐射单元、馈电网络的结构图及尺寸。图 中为RHCP。实测的VSWR、轴比及增益频率 特性曲线如图3.9(a)(b)所示。由图看出，从 1.31.8GHz,VSWR2,相对带宽为32.

25、3%;在 1.221.88GHz频段内，AR3dB,相对带宽为 42.6%,在1.55GHz,增益最大为8.8dBic。 图3.9 二、作多波束圆极化天线的馈电二、作多波束圆极化天线的馈电 网络网络 为了抑制多径信号，提高GPS的抗干扰能力， 对一些利用GPS的特殊用户，希望使用多波束 GPS天线。 为了在方位面=45、135、225和315有4 个波束，采用了4单元圆极化天线，以22方 阵组阵。基本辐射单元为半球螺旋天线，单元 间距d为0.7。 辐射仰角由下式确定 3 .301 . 37 . 0, 2 )1 . 3)(1.(1 45cos2 sin 1 ）求得代入式（把 工作波长 单元间距

26、子线阵中单元的个数式中 dN d N Nn dN n Butler矩阵波束形成网络如图3.10所示。由 图看出，该波束形成网络由4个双分支线定向 耦合器和由同轴电缆构成的固定移相器组成。 波束形成网络是用r=4.2,厚度h=1.6mm的FR-4 环氧板用印刷电路技术制造，在f=1575MHz时， 双分支线定向耦合器串臂（L1）和并臂（L2） 的长度和宽度如下表所示。 图3.10 22半球螺旋的照片如图3.11所示 图3.11 3.5由多节功分器和由多节功分器和3dB90耦合器耦合器 构成的超宽带巴伦构成的超宽带巴伦 在近几年，超宽带(UWB)(Ultra-Wideband)通 信系统如WLAN

27、和多频段无线通信业务得到了 迅速发展，为了实现超宽带高数据速率信号的 传输，必须使用UWB天线。如果用不平衡馈线 给UWB(7002500MHz)对称天线馈电，则必须 使用适合在7002500MHz频段工作的UWB巴 伦。 用一个微带宽带功分器和两个移相器就可以 构成宽带巴伦。图3.12为组成方框图。 宽带功分器由3个WILKinson功分器级联而成， 180移相器是由一对绞绕同轴线构成的90混合 电路组成。 如图3.13所示。 图3.13 用r=2.25的双面覆铜介质板制作在 7002500MHz频段工作的微带UWB巴伦。 如图3.14所示。 图3.14 的功率。能承受 。插损为相位不平衡为

28、巴伦幅度的平衡性为 。的归一值为隔离电阻相对 。 的归一化阻抗为相对抗功分器功分臂的特性阻 W dBdB LLL RRR ZZZ ZZZZ 100 3 . 1,4 . 3,5 . 0 904/ 0 . 8/23. 4/14. 2/50 15. 1/41. 1/74. 1/ 50 0321 321 321 0321 3.6定向耦合器的其他应用定向耦合器的其他应用 （1）两部接收机共用一副天线 用3dB定向耦合器使两个接收机共用一副接 收天线。如果定向耦合器的中心工作频率fc是 前置放大器的输出频率，则两个接收机得到相 同的接收功率，如果两个接收机的输入阻抗均 为R，没有能量损耗在端口4的R上。

29、(2)并联两个放大器 用两只定向耦合器如图所示那样连接两个 放大器，使放大器之间有相当高的隔离度， 因而能有效减少它们之间的相互干扰。假定 两只放大器完全相同，不管放大器的输入、 输出阻抗从第一个定向耦合器的1端和第二个 定向耦合器的2端看进去的阻抗总等于R。 （3）两部发射机与两副天线相连 用一个定向耦合器就能够使两部发射机与 两副天线相连。假定两部发射机功率比是可 调的，调整相移器又能改变线上电流相位的 话，这样两根天线上的电流的幅度比和相位 差就能通过调相移器和馈线的长度以及调整 发射机功率之比来控制。如果能保证发射机 匹配，无疑两部发射机的输出彼此是隔离的。 如果馈线的长度差是波长的整

30、数倍，用集中 常数型定向耦合器就能在所有频率上保证1# 与2#天线上的相位差为90，而不会像其他电 路会引入附加相移。 （4）两部中频广播天线共用一部发射机 用一个定向耦合器可以让两部中频广播天线 共用一部发射机。图中N1、N2表示使天线与馈 线匹配的“T”型或“L”型匹配网络。与端相 连的负载电阻R应能承受全部发射功率，以至 把它可以作为假负载使用。 （）构成平衡混频器 本振f2的幅度远大于信号幅度 f1，在输出端， 为了完全抵消本振的频率，要求二极管匹配， 可以用混合电路和合适的二极管电路来实现。 第四部分第四部分 EBG结构在功分器和定向耦结构在功分器和定向耦 合器中的应用合器中的应用

31、在阵列天线的赋型方向图中，不仅需 要整数功率比功分器，还需要非整数功 率比功分器，仍然可以用以上有关公式 计算各段微带线的特性阻抗及R值。 由表1.1看出，对3:1和4:1不等功分器， 端口2功分臂微带线的特性阻抗高达132 和158，属高阻抗传输线。 高阻抗传输线虽然在赋型天线阵的阻抗 匹配网络和不等功分器中很有用，但在 微波波段和毫米波波段，由于带线的宽 度很窄极难实现。但对高阻微带线段， 采用电磁带隙共面波导Electromagnetic bandgap Coplanar Wave guide(EBG CPW) 技术和缺陷地面结构(Defected ground Structure)。(

32、DGS)就能有效解决这些问题。 41 带有带有EBG CPW的的 3：1不等功分器不等功分器 ) 3 . 4( 101 101 1 1 )2 . 4( 1 1 ) 1 . 4(lg20 4 1 . 4 20 20 000 0 11 11 0 11 11 S S inx in in x ZZZZZ ZZ dBS SZ ZZ 。通过下式也能计算出来 ，射系数，或者测得输入端的反的情况下可以计算出来输入阻抗 ，在已知长传输线的特性的一段所示端接阻抗为对如图 EBG CPW就是在CPW的地面上腐蚀出一些周 期矩形孔，如图4.2(a)所示，用它可以得到一些 阻带，但不能用它来设计高阻传输线。图4.2(b

33、) 是适合在4500MHz频段工作，能作为高阻抗传 输线的变形EBG CPW。 。，缝隙之间的间距矩形孔间距 的缝隙与信号线相连。宽再通过长 的矩形孔，蚀出信号线两边的地面上腐它是在 mmdmmd mmmmWL mmbaCPW srr SS 11 5 . 09 . 0 514 图4.3为计算机仿真的有无EBG CPW的反射 系数，由图看出，采用EBG CPW，馈线的特 性阻抗由无EBG结构的104提高到了132。 经仿真计算，用线宽为0.1mm的EBG CPW能实 现与线宽为0.025mm有相同特性阻抗的CPW。 。隔离度平均为 最小反射损耗为可以看出，插损为 实测及仿真结果，为该功分器主要性

34、能的图 大。寸只有 不等功分器。其尺频段工作的在 基板制作的厚为用图 dBdB dB mm MHz ASmmGa r 20,15 ,7 . 0 5 . 4 86 1:34500 35. 6, 9 .124 . 4 2 4.2带有带有DGS的的4：1不等功分器不等功分器 在实用中，能实现的最大微带线特性阻抗只 能到120130。对4：1不等功分器，Z02=158, 虽然微带线的特性阻抗取决基板的相对介电常 数r和基板的厚度，但用普通的微带线很难实 现158的特性阻抗。 近几年，有研究表明，在微带线的地面上制 造出一些DGS图形，由于DGS产生了附加的有 效电感，不仅具有阻带特性，而且使具有DGS

35、 微带线的特性阻抗增加。图4.6为在1500MHz频 段工作的在高阻线上带有DGS的4：1不等功分 器。 。 体尺寸为： 的具图形，两个完全相同的 高阻微带线的地面上有如图所示在 基板制作的。厚它是用 mmWC mmgba DGSDGS Z mm r 4 . 0 ,6 31. 0, 2 . 2 3 02 图4.6 由带有DGS158欧姆高阻线的4：1不等微分功分器 图4.7为不等功分器的照片。 为了比较带DGS微带线与无DGS微带线的好 处，用相同基板制作无DGS结构的158微带线。 有DGS结构微带线的线宽为0.4mm,/4线段的长 度为32.3mm。无DGS结构微带线的线宽为 0.17mm

36、,/4线段的长度为38.83mm,可见线宽比 0.4/0.17=235%有了很大增加，但/4线段的长 度却减少了32.3/38.83=83%。 图4.8为4:1不等功分器的实测S参数频率特性 曲线，由图看出，在13001700MHz频段内， 反射损耗-15dB,隔离度为-25dB-50dB,插损1- 2端口为-1dB,1-3端口为-7dB。 4.3输出端具有输出端具有45相差的相差的4功分器功分器 为了得到4功分器，把2个平面结构的2功分 器级联是最简单的解决方法。为了得到输出端 相位差45的宽带4功分器，可以把一个有90相 差宽带功分器和两个宽带45功分器级联而成， 如图4.9所示。 图4.

37、9 有90相差的2功分器 的相位差。 端口之间、的相位匹配，便得到了迟线和短路支节在 ，以便使延的特性阻抗无穷大，再选择短路线 呈现的阻抗路支节在所示，在此情况下，短如图 延迟线的对面。短路支节放在的特性阻抗为 具有功分器，把在中心频率线组成。为了得到宽带 延迟的为具有输入与输出阻抗均和在中心频率 功分器的输出阻抗为相位差可以由输入 32 2/ 9 . 4 8/4/ 45 8/ /45 0 0 0 00 0 00 0 f ZZ f Z f Zf WilkinsonZ s 在归一0.81.18频段内，90相差2功分器的功 率比为-3.130.3dB,相位误差20dB,反射损耗10dB.分支线90混合电路，虽 然也具有上述功能，但性能相对较差，如功分 比为-4.050.7dB,输出相位差误差6.4。 图4.10是用r=3.2,厚0.76mm基板制作的UHF 输出端口相位差为45的4功分器。中心工作频 率为900MHz,整个功分器的尺寸为120129mm, 在8601060MHz频段范围内，功分比为 6.420.25dB,输出端口相对相位差的精度为1， 输出端口间的隔离度大于15dB，反射损耗大于 15dB。 图4.10 输出端具有45相差的4功分器 0/4延迟线延迟线 端口端口1 0/4延迟线延迟线 端口端