3GPP长期演进（LTE）技术原理与 系统设计

1、、 、 第 5 章LTE 无线传输系统设计 一个无线系统的成形，固然取决于选择合适的空中接口传输技术，但系统的具体设计也 同样重要。第 4 章介绍的 LTE 传输技术为 LTE 系统实现优异的性能提供了潜在的能力，但这 距离要形成一个完整的 LTE 传输系统还相去甚远。要将众多的关键技术集成在一起，形成一 个有机的架构，使各种技术协同工作，相得益彰，充分发挥它们的性能优势，实现一个高效、 均衡、经济、可以实现高性能而又简洁实用的系统，仍需要依赖缜密细致的系统设计工作。 LTE 采用的 OFDM、MIMO 等先进的传输技术为系统提供了大量的时域、频域、空域资源， 但如何用好这些资源、管好这些资源

2、，则需要帧结构、参数设计和资源分配技术的支持。要想适 应多径无线信道的变化，保证数据的可靠传输，则需要依靠精巧实用的参考信号设计。而要实现 网络和终端之间的默契配合、步调一致，则离不开高效、完善的控制信令设计。本章将针对这些 重要的系统设计环节进行介绍，帮助读者建立起对 LTE 空中接口系统结构和功能的基本认识。 需要说明的是，虽然关键技术的选择和系统设计分别在第 4、5 章介绍，但并不意味着 技术的选择过程和系统的设计过程是截然分开、先后进行的。相反，它们是两个密不可分的 过程。很多关键技术从理论分析上虽然具有很好的先进性，但在实际系统设计中却难以看到 预期的性能增益。例如，那些带来大量信令

3、开销和软硬件复杂度的技术，即使理论上性能优 异，在实际标准化中也经常被弃用。因此，标准化中的关键技术筛选和系统设计不是孤立进 行的，也不可能先完成技术筛选，再进行系统设计，而往往是技术选择和系统设计交互进行、 相互影响的。也就是说，评估、选择每一项技术，都必须放在一个完整的系统中去考察，而 不能孤立地去评判。只有那些适合这个系统、服务于这个系统、可以很好地提升整体系统性 能的技术，才是对这个系统有价值的技术，最终才会被选用。 E-UTRA 系统的特点是除了系统信息、物理层信令、寻呼、MBMS 等以外，所有单播数 据均通过共享信道传送，共享信道也是功能最全的信道。因此这里可以以共享信道为例，说

4、明 E-UTRA 系统的结构，其他广播、控制、寻呼、多播等信道可以看作是共享信道的简化， 只实现共享信道的一部分功能。 E-UTRA 下行共享信道（DL-SCH）的物理模型如图 5-1 所示5-92。这个模型集中体现了 E-UTRA 的系统结构、物理层的功能和数据处理流程。eNode B 端的信号处理流程包括 CRC 处 理（如 4.8.5 节所述）、信道编码和速率匹配（如 4.8 节所述）、交织、调制（如 4.7 节所述）、资 源映射（Resource Mapping，如 5.4.1 节所述）和天线映射（Antenna Mapping，如 4.5 节所述）等； UE 端的信号处理流程包括天线

5、逆映射（Antenna Demapping）资源逆映射（Resource Demapping） 解调、解交织、解码和 CRC 校验等。DL-SCH 具有最完全的功能，支持多层 SU-MIMO 传输、 MAC 层调度和 HARQ（如 6.2 节所述）等各种功能。系统可以根据反馈的信道状态信息（CSI） 等，通过 MAC 层调度，动态配置 eNode B 发射信号的调制编码方式、资源映射和天线映射方式。 基于 UE 反馈的 ACK/NACK 信息，eNode B 可以进行 HARQ 重传。同时，HARQ 操作也通过冗 207 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 余版本（RV）控制信道编

6、码冗余比特的产生。在这个模型中，上层协议可以对编码与速率匹配、 调制、资源映射和天线映射进行灵活的配置，从而获得 DL-SCH 的最大容量。 图 5-1 下行共享信道（DL-SCH）物理模型 上行共享信道（UL-SCH）的物理模型如图 5-2 所示。UL-SCH 包含的功能和 DL-SCH 相比略 有不同。首先，R8 LTE 暂不支持上行 SU-MIMO，只支持开环的天线选择，因此 UE 不需要支持 天线映射功能。但是 LTE 上行支持 MU-MIMO 操作，因此两个 UE 可以配对进行 MU-MIMO 传输， 这种情况下，eNode B 需要支持天线逆映射，以正确接收两个 UE 的 MU-M

7、IMO 信号。其次，由 于 LTE 上行采用同步 HARQ，重传的信息是固定的，因此 UE 也不需要在上行传送 HARQ 信息。 208 第 5 章LTE 无线传输系统设计 图 5-2 上行共享信道（UL-SCH）物理模型 根据 DL-SCH 和 UL-SCH 的物理模型，就可以理解第 4、5、6 章介绍的部分关键技术和 系统设计是如何相互配合、形成一个有机的整体的。 用于承载 MBMS 业务的多播信道（MCH）可以看做 DL-SCH 信道的一种简化（其物理模型 如图 5-3 所示），虽然仍然可以支持多层 MIMO 操作，但由于原则上没有上行反馈，因此只能进行 开环的 MIMO 操作。另外，由

8、于 MBMS 系统是一个没有上行反馈的系统，因此不必要也无法对 调制、资源映射和天线映射进行动态调整，只需进行半静态（semi-static）的配置。同样，由于缺 乏上行反馈，MCH 也不可能支持 HARQ 操作，因此编码和速率匹配也不需要通过上层协议配置。 图 5-3 多播信道（MCH）物理模型 可以以寻呼信道（PCH）为例说明某些控制信道的物理功能。如图 5-4 所示，PCH 仍然 209 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 图 5-4 寻呼信道（PCH）物理模型 可以通过 MAC 层调度来选择调制方式、分配资源、进行天线映射。但这样的信道通常要求 有较高的可靠性，对频率效率的

9、要求不高，因此不采用多层 MIMO 传输。另外，这一类信道 通常也不采用 HARQ 操作，不支持 RV 的控制。 广播信道（BCH）对可靠性的要求最高（其物理模型如图 5-5 所示），因此其支持的物理 层功能反而最少。BCH 总是采取最可靠的调制（仅使用 QPSK）、编码和多天线分集发送， 物理层配置是完全静态的，因此不需要支持任何自适应功能。 210 第 5 章LTE 无线传输系统设计 图 5-5 广播信道（BCH）物理模型 从上面几种信道的物理模型可以看到，只有将各种关键技术根据不同的需要有机地结合 在一起，才能形成一个完整的系统，提供各种所需的功能。 5.1帧结构设计 帧结构（Frame

10、 Structure，FS）定义了系统最基本的传输时序，是整个空中接口系统设 计的基础，几乎所有的传输技术参数设计、资源分配和物理过程设计，都基于这个基本时序 结构。在帧结构设计中，可以采用两种思路。一种思路是设计一个带有特殊时隙的帧结构， 即在正常长度的数据时隙之外专门为公共控制信道分配特殊长度的时隙。另一种思路是设计 一 个 包 含 完 全 等 长 时 隙 的 帧 结 构 。 带 有 特 殊 时 隙 的 帧 结 构 （ 例 如 WiMAX 帧 结 构 和 TD-SCDMA 帧结构）已经将控制信道的部分设计思想融合其中，因此可以在标准化伊始很快 地形成公共控制信道的基本架构，有利于快速推进系

11、统设计。而不包含特殊时隙的帧结构则 没有对公共控制信道的设计附加任何限制和导向，公共信道和控制信道的设计完全取决于后 期标准化过程中的研究、讨论和融合。 在 LTE 技术规范中，FDD 帧结构称为“第 1 种帧结构”（Frame Structure Type 1，FS1）， TDD 帧结构称为“第 2 种帧结构”（Frame Structure Type 2，FS2）。FS1 采用没有特殊时隙的 帧结构，在 3GPP 这样一个包含大量公司的不同观点的标准化组织中，这种帧结构可以在标 准化初期避免卷入控制信道的具体设计问题，快速确立最基本的工作假设，更好地推进关键 技术的标准化。FS2 由于是在

12、 TD-SCDMA 帧结构的基础上改进而成的，因此与 TD-SCDMA 帧结构一样包含 DwPTS、GP 和 UpPTS 三个特殊时隙。 5.1.1FDD 下行帧结构（FS1） FDD LTE 上下行均采用简单的等长时隙帧结构。如图 5-6 所示，LTE 系统沿用了 UMTS 系统一直采用的 10ms 无线帧长度。在时隙划分方面，由于 LTE 在数据传输延迟方面提出了 很高的要求（单向延迟小于 5ms），因此要求 LTE 系统必须采用很小的发送时间间隔（TTI）， 最小 TTI 通常等于子帧的长度，所以 LTE 的子帧也必须具有较小长度。但是，过小的子帧（TTI） 长度虽然可以支持非常灵活的调

13、度和很小的传输延迟，却会带来过大的调度信令开销，反而 会造成系统频谱效率下降。早期 LTE 研究中曾考虑采用 0.5ms 子帧（TTI）长度，子帧内不 再分时隙，但随着研究的深入，经过慎重考虑，又将子帧（TTI）长度调整为 1ms，1 个子帧 包含两个 0.5ms 的时隙。这样，1 个无线帧包含 10 个子帧、20 个时隙。FS1 上行和下行采用 完全相同的帧结构。 211 5-1 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 图 5-6 FDD LTE 的下行帧结构（FS1） 一个下行时隙又分为若干个 OFDM 符号，根据 CP 的长度不同，包含的 OFDM 符号的 数量也不同。当使用常规

14、 CP 时，一个下行时隙包含 7 个 OFDM 符号；当使用扩展 CP 时， 一个下行时隙包含 6 个 OFDM 符号。OFDM 符号长度、CP 长度、常规 CP 和扩展 CP 的定义 将在 5.2 节中介绍。 在这样一个等时隙长度的帧结构的基础上，公共控制信道的时域位置则依靠比时隙更小 一级的单位符号来定义，例如，PDCCH（物理下行控制信道）位于每个子帧的前 13 个符号。对这些公共控制信道的时频结构，会在后续的章节中介绍。 5.1.2FDD 上行帧结构（FS1） FDD LTE 的上行帧结构在时隙以上层面完全和下行相同（如图 5-7 所示）。时隙内结 构也基本和下行相同，唯一的不同在于一

15、个时隙包含 7 个（对于常规 CP）或 6 个（对于 扩展 CP）DFT-S-OFDM 块（Block）（通常也可以称为 DFT-S-OFDM 符号），而非 OFDM 符号。 图 5-7 FDD LTE 的上行帧结构（FS1） 需要说明的是，在 LTE 研究的早期曾考虑过与此不同的上行时隙结构。该结构在采用常 规 CP 时，1 个时隙包含 6 个长块（Long Block）和 2 个短块（Short Block），短块的长度为 长块的 1/2，专门用来发送参考符号 。随着研究的深入，发现这个参考符号结构有一定的 缺陷，因此改成了图 5-7 中的结构5-3。相关研究过程见 5.3.2 节。 21

16、2 5-3 第 5 章LTE 无线传输系统设计 5.1.3TDD 帧结构（FS2） LTE TDD 帧结构是基于 TD-SCDMA 帧结构修改而成的，保留了原帧结构中的三个特殊 时隙：下行导频时隙（DwPTS）、保护间隔（GP）、上行导频时隙（UpPTS），同时采用了统 一的 1ms 子帧长度。常规子帧结构和 FS1 一样，包含两个 0.5ms 的时隙 。DwPTS、GP 和 UpPTS 也占用一个 1ms 子帧，这个子帧的结构不同于常规子帧，DwPTS 为一个下行时隙， UpPTS 为一个上行时隙，GP 不传送任何信号，为上下行之间提供保护，避免上下行之间出 现“交叉干扰”。 根据这个特殊子

17、帧的出现频率，可以将 FS2 分为 5ms 周期帧结构和 10ms 周期帧结 构两种类型。5ms 周期 FS2 如图 5-8 所示，将一个 10ms 无线帧分为两个 5ms 的“半帧” （Half Frame）。这两个半帧具有完全相同的结构和相同的上下行子帧比例，特殊子帧位于 每个半帧的第二个子帧（即子帧 1 和子帧 6）。以常规 CP 为例，特殊子帧和常规子帧一 样，包含 14 个符号。这 14 个符号分配给 DwPTS、GP 和 UpPTS，在图 5-8 所示的示例 中，DwPTS、GP 和 UpPTS 分别占用十个、三个和一个符号。实际上，在采用常规 CP 时 共 支 持 九 种 DwP

18、TS/GP/UpPTS 长 度 配 置 ， 在 采 用 扩 展 CP 时 共 支 持 七 种 DwPTS/GP/UpPTS 长度配置，如表 5-1 所示，特殊时隙的长度由高层信令配置。相对而 言，UpPTS 的长度比较固定，只支持一个符号、两个符号两种长度，以避免过多的选项， 简化系统的设计。而 GP 和 DwPTS 具有很大的灵活性，这主要是为了实现可变的 GP 长 度和 GP 位置，以支持各种尺寸的小区半径，并提供与各种上下行比例的 TD-SCDMA 系 统邻频共存的可行性。 图 5-8 TDD LTE（FS2）5ms 周期帧结构（以正常 CP 为例） 表 5-1FS2 DwPTS、GP

19、和 UpPTS 的长度配置 常规 CP 下特殊时隙的长度（符号）扩展 CP 下特殊时隙的长度（符号） UpPTS 1 1 1 GP 10 4 3 DwPTS 3 9 10 UpPTS 1 1 1 GP 8 3 2 DwPTS 3 8 9 213 ， 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 1 1 2 2 2 2 2 1 9 3 2 1 11 12 3 9 10 11 1 2 2 2 1 7 2 1 10 3 8 9 如果一个 TDD LTE 系统和一个 TD-SCDMA 系统在不同的时间点进行上下行转换，就会 在部分时段里发生“一个系统进行下行传输的同时另一个系统在进行上行传输”的现象

20、。在 基站侧，下行传输系统的基站在进行发送的同时，上行传输系统的基站正在接收，上行传输 系统的基站就会受到严重的干扰。如果该 TDD LTE 系统和 TD-SCDMA 系统部署在相邻的频 谱，频谱之间的保护频带根本不足以避免这种上下行之间的“交叉干扰”；如果两个系统共用 站址，这种干扰将尤为严重。在终端侧，上行传输系统的终端发射也会干扰附近的下行传输 系统中正在接收的终端，这种干扰可能较基站侧略轻，但其危害性也不能忽视。 为了避免 TDD LTE 系统和 TD-SCDMA 系统在邻频部署时上下行之间的“交叉干扰” 必须保证两个系统的上下行切换点（GP）相互对齐。但由于 FS2 采用了和 TD-

21、SCDMA 帧结 构不同的时隙长度（TD-SCDMA 时隙长度为 0.675ms），两个帧结构无法在时隙边界上自然 对齐。因此，为了使两个系统在常见的上下行比例下都能实现 GP 对齐，需要 GP 能灵活地 配置在特殊子帧内的不同位置。 10ms 周期 FS2 如图 5-9 所示，和 5ms 周期 FS2 不同，这种帧结构在一个 10ms 无线帧中 只包含一个特殊子帧，位于子帧 1，其余子帧均为常规子帧。 5ms 周期 FS2 支持的上下行子帧比例如图 5-10 所示。在 1 个半帧包含的 5 个子帧中，除 1 个特殊子帧（特殊子帧总是包含 1 个下行的 DwPTS、1 个上行的 UpPTS 和

22、 1 个 GP）外， 其余 4 个常规子帧中下行子帧和上行子帧的比例可为 3 1、2 2 或 1 3。这种情况下，1 个无线帧的 2 个半帧的上下行比例保持一致。 图 5-9 TDD LTE（FS2）10ms 周期帧结构（以正常 CP 为例） 214 第 5 章LTE 无线传输系统设计 图 5-10 TDD LTE（FS2）5ms 周期帧结构支持的上下行子帧比例 10ms 周期 FS2 支持的上下行子帧比例如图 5-11 所示。在 1 个无线帧包含的 10 个子帧中， 除 1 个特殊子帧外，其余 9 个常规子帧中下行子帧和上行子帧的比例可为 8 1、7 2、6 3 或 3 5。其中在 3 5

23、情况下，1 个 10ms 无线帧包含 2 个特殊子帧。最后一种配置虽然分为 2 个半帧，但 2 个半帧的上下行比例不同，因此周期仍为 10ms。 图 5-11 TDD LTE（FS2）10ms 周期帧结构支持的上下行子帧比例 特殊时隙的使用对公共控制信道的结构也有一定影响。例如，FS1 的主同步信道（PSCH） 和辅同步信道（SSCH）分别位于时隙 0 的倒数第 1 个和倒数第 2 个符号（将在 6.4.1 节中介 绍）。而在 FS2 中，PSCH 放置在 DwPTS 的第 3 个符号，SSCH 则放置在时隙 1 的最后一个 符号（如图 5-12 所示）。上述 PSCH 和 SSCH 的位置差

24、异，正好可以用来识别系统是 FDD 系 统还是 TDD 系统。另外，UpPTS 可以用来专门放置物理随机接入信道（PRACH），这是 TDD LTE 系统特有的一种“短 RACH”结构（只有一个或两个符号长），相对而言，FDD LTE 系 统的 PRACH 不短于 1ms。短 RACH 是一种对半径较小的小区的优化，可以在不占用正常时 隙资源的情况下，利用很少的资源承载 PRACH 信道，随着宽带蜂窝系统小区半径的逐渐缩 小，这种短 RACH 将有越来越广泛的应用场景。当然，需要说明的是，FS2 也完全可以在常 规子帧中采用 1ms 以上的 PRACH 信道，与 FS1 具有相同的支持大半径小

25、区的能力。 215 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 图 5-12 FS1 和 FS2 的结构不同造成的 PSCH 和 SSCH 的位置差异 最后需要说明的是，第 4、5、6 章的内容主要是为了说明 LTE 的技术和系统设计原理， 因此如无特殊说明，均是以 FS1 为例说明的。LTE 系统的绝大多数设计原理对 FS1 和 FS2 是 完全相同的，因此读者基于 FS1 学习这些原理并不妨碍对 FS2 的理解。第 3 章对规范的详细 介绍如实反映了 FS1 和 FS2 的所有差异，读者基于对第 4、5、6 章的理解，就完全可以读懂 第 3 章的相关内容，从而了解 FS2 的各种技术细

26、节。 5.2系统参数设计 系统参数的设计与采用何种基本传输和多址技术有关，例如 OFDM 系统和 CDMA 系统 的参数设计原理就全然不同。由于 LTE 选择了 OFDMA（下行）和 SC-FDMA（上行）作为 多址技术，因此必须针对 OFDMA 和 SC-FDMA 重新设计系统参数。 5.2.1LTE 系统参数设计需求 在设计 LTE 系统参数时，需要考虑如下要求5-5。 1后向兼容性 正如第 2 章所述，LTE 在后向兼容性方面并没有设定硬性的要求。在 4.3 节和 4.4 节中 可以看到，LTE 最终改变了基本传输和多址技术，采用了 OFDMA/SC-FDMA 代替 CDMA 技 术，O

27、FDMA/SC-FDMA 的具体参数设计没有可能和 CDMA 系统保持一致，从而不可能在严 216 第 5 章LTE 无线传输系统设计 格意义上保持 E-UTRA 和 UTRA 系统的后向兼容性。因此，E-UTRA 和 UTRA 系统所能追 求的兼容性，只能体现在无线帧（Radio Frame）的长度和码片速率等少数参数上。例如，保 持无线帧长度为 10ms，这样可以更好地实现 E-UTRA/UTRA 双模设备。 2带宽扩展性 正如第 2 章所述，LTE 的需求中明确要求系统支持灵活的系统带宽，从 1.420MHz。 因此，LTE 系统参数要针对从 1.420MHz 的各种带宽设计，这主要体现

28、在不同系统带宽将 使用不同数量的子载波。 3无线接入网（RAN）延迟 正如第 2 章所述，LTE 对 RAN 用户面的传输延迟提出了很高要求，即最小单向传输延 迟要控制在 5ms 以内。这对系统参数的设计，尤其是最小 TTI 长度的选择有重大的影响。只 有采用足够小的最小 TTI 长度，才能尽量降低传输延迟。 4高数据率 正如第 2 章所述，LTE 要求显著提高系统的峰值速率，尤其是要对低速移动场景进行优 化。因此，在相关参数设计，如子载波间隔、循环前缀（CP）的选择上，要在满足基本移动 性和多径无线信道要求的条件下，尽量提高频谱效率。 5多普勒频移和相位噪声 如 4.4 节所述，单纯从频谱效

29、率角度考虑，越小的子载波间隔可以获得越高的频谱效率， 但是过小的子载波间隔会对多普勒频移和相位噪声过于敏感。多普勒频移和相位噪声与系统 的载波频率和支持的移动速度有关，其中多普勒频移的影响明显大于相位噪声的影响。虽然 LTE 是为低速移动优化的，但也必须支持高速移动。例如，假设 LTE 系统需要在 2.6GHz 频 段中支持 350km/h 的移动速度，则相应的最大多普勒频移为 840Hz，LTE 系统的子载波间隔 必须足够大，使系统在 840Hz 的多普勒频移下不会出现明显的性能恶化。 6支持广域覆盖 对广域覆盖的支持，也是第 2 章中提到的对 LTE 系统的重要要求。LTE 系统不仅要支持

30、 类似热点、室内、局域覆盖等单小区小覆盖场景，也要支持多小区大覆盖场景。因此系统参 数的设计，如 CP 长度等，也要满足广域覆盖的要求。 7E-MBMS 系统的数据率 正如 4.2 节所述，LTE 的单播（Unicast）系统确定不采用多小区宏分集合并，但 E-MBMS 系统将采用多小区信号的单频网（SFN）合并。另外，E-MBMS 主要用于低速移动场景。这 些差别会导致单播系统和 E-MBMS 系统的参数设计原则有差异。例如，相对单播 LTE 系统， E-MBMS 可以采用较小的子载波间隔以获得更高的频谱效率，但需要采用更长的 CP 支持 SFN 合并。 8控制选项数量 LTE 系统对各种场

31、景和各种系统带宽的支持，势必要通过一组参数集，而不是单一的参 数集来实现，例如不同场景下可能需要使用不同的子载波长度和 CP 长度。但是，支持过多 的参数选项会增大系统信令的开销，同时大大提高系统的实现复杂度和测试的难度。因此， 应该在满足各种应用场景的需求的基础上，尽可能减少选项的数量。 217 、 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 5.2.2TTI 长度 为了有效支持各种不同的业务类型，LTE 系统应支持多种 TTI 长度。也就是说，较大的 TTI 可以更有效地支持低数据率业务、优化 QoS、降低调度开销、提高系统效率。而针对对 延迟比较敏感的实时业务，则应该是用尽可能小的

32、TTI，以降低传输延迟。可以考虑采用半 静态（Semi-static）方式或动态（Dynamic）方式改变 TTI 的长度。在采用半静态 TTI 时，可 以通过高层信令来调整 TTI。在采用动态 TTI 时，系统可以直接通过物理层动态地将若干个 连续的时隙连起来组成一个 TTI。采用动态 TTI 可能会降低高层（如 MAC 层和 RLC 层）协 议开销和层 1 开销（如 CRC），减少 ACK/NACK（肯定回执/否定回执），减少 IP 包的分块， 降低延迟。TTI 可以由 eNode B 显性地（Explicitly）或隐性地（Implicitly）通知 UE。显性方 式即通过层 1 信令通

33、知；隐性方式即通过传输块的大小和调制编码方式间接通知。 因此，需要定义的首先是最小的 TTI。为了使用户面单向传输延迟小于 5ms，最小 TTI 长 度应明显小于 2ms。另外，由于时隙是调度的基本单元，TTI 必定由若干个连续的时隙构成。 因此，具体 TTI 长度受到帧结构设计的影响。如 5.1 节中所述，LTE 帧结构的时隙长度为 0.5ms （FS2 中的特殊时隙 DwPTS 和 UpPTS 除外），因此最小 TTI 的长度应为 0.5ms 的整数倍。 剩下的问题是，最小 TTI 的长度应是 0.5ms 的几倍。在 LTE 的早期研究中，初步确定 LTE 的最小 TTI 长度为 0.5m

34、s，也就是时隙长度的一倍。但是随着研究的深入，也发现如此 短的 TTI 也可能在其他方面产生一些问题，例如在某些场景下上行覆盖不足（上行传输带宽 受限，需要依靠时域的能量积累来改善链路预算） 控制信令开销较大等。因此，最终确定5-6 将 LTE 的 TTI 改为 1.0ms。 需要说明的是，最终的 LTE 规范中实际上只定义了唯一的 TTI 长度 1.0ms。而采用 TTI 捆绑（TTI binding）的方式等效地实现更长的 TTI，例如可以将 4 个 TTI 捆绑发送，4 个 TTI 发送 1 个传输块（TB）的不同 RV 或相同 RV，以提高 VoIP 等业务的覆盖性能。是否启动 TTI

35、 binding，需通过信令慢速调整。 5.2.3子载波间隔 正如 4.4 节所述，OFDM 系统的子载波间隔选择取决于频谱效率和抗频偏能力的折中。 在一定的 CP 长度（取决于小区大小和多径信道特性）下，子载波间隔越小，OFDM 符号周 期越长，系统频谱效率越高。但同时，过小的子载波间隔对多普勒频移和相位噪声过于敏感， 会影响系统性能。因此，如果不考虑 FFT 变换的复杂度，子载波间隔的选择原则，应该是在 保持足够的抗频偏能力的条件下采用尽可能小的子载波间隔。 研究表明5-7，在使用带有锁相环（PLL）的压控振荡器（VCO）的系统中，相位噪声对 载波间干扰的影响并不大。只要子载波间隔在 10

36、kHz 以上，相位噪声的影响就可以降到相对 较小的水平。相对而言，多普勒频移的影响明显大于相位噪声，因此子载波间隔的确定应主 要考虑多普勒频移的影响。 多普勒效应引起的频率偏移会破坏子载波之间的正交性5-7。例如在 2GHz 频段，350km/h 的移动速度会带来 648.1Hz 的多普勒频偏。这种频率偏移尤其会对高阶调制（如 64QAM）造 218 。 第 5 章LTE 无线传输系统设计 成显著的影响。因此，子载波间隔应该设置为一个适当的值，使系统在高速移动和低速移动 场景下都有较好的性能。也就是说，在低速移动场景下（此时多普勒效应不显著），相对较小 的子载波间隔没有严重的性能降低；在高速移

37、动场景下（此时多普勒频移是主要问题），相对 较大的子载波间隔也没有严重的性能降低。 研究表明，为了将多普勒频移的影响降低到足够低的水平，应该将子载波间隔设置在 11kHz 以上。在假设理想信道估计的参数配置下，350km/h 移动速度下的系统吞吐量只比 30km/h 下的系统吞吐量下降 0.5Mbit/s。如果是假设真实信道估计5-5，较小子载波间隔（10kHz 以下）对系统吞吐量的影响就较为严重。但是，只要将子载波间隔保持在 11kHz 以上，多普 勒频移对系统吞吐量的影响就与在理想信道估计条件下一样，是轻微的。 另外，混合自动重传请求（HARQ）技术可以从某种程度上减轻多普勒频移的负面影响

38、。 在采用增量冗余（Incremental Redundancy，IR）合并的 HARQ 系统中，在低速移动情况下， 如果将子载波间隔设置为 13kHz 和 15kHz，则系统相对 6.65kHz 子载波间隔的系统分别有 3% 和 5%的系统吞吐量损失；如果将子载波间隔设置为 11.25kHz 和 15.75kHz，则系统相对 6.65kHz 子载波间隔的系统，CP 开销从 4%分别增大到 6%和 8%，性能的下降和开销的提高 处于可以接受的水平。 在高速移动（350km/h）情况下，只要子载波间隔大于 11kHz，多普勒频移就不会造成严 重的性能下降。 因此，将子载波间隔设置在 1115kH

39、z 对 LTE 系统是比较合适的。由于 15kHz 可以使 E-UTRA 系统和 UTRA 系统具有相同的码片速率，从而从某种程度上降低开发成本，因此 LTE 最终决定在 单播（Unicast）系统中采用 15kHz 的子载波间隔，相应的符号长度为 66.67s（不包括 CP） 独立载波 MBMS（Dedicated Carrier MBMS，DC-MBMS）业务的典型应用场景为低速移 动，因此可以考虑使用更小的子载波间隔，以降低 CP 开销，提高系统频谱效率。经过研究， 决定在 DC-MBMS 系统中采用 7.5kHz 子载波，相应的符号长度为 133.33s（不包括 CP）。 这种情况下，

40、一个 1ms 子帧包含六个 OFDM 符号。 5.2.4CP 长度 CP 的长度，首先是应该能将多径延迟造成的负面影响控制在可接受的水平。如图 5-13 所示，多径延迟在 OFDM 系统中的影响首先是造成符号间干扰（Inter-Symbol Interference） 和载波间干扰（Inter-Carrier Interference）。CP 中包含的是 OFDM 符号尾部的循环重复，因此， 当多径延迟小于 CP 长度时，OFDM 接收机可以捕捉 OFDM 符号的全部能量。当多径延迟大 于 CP 长度时，部分符号能量将无法被接收机捕捉到，但这还不是最严重的问题。更严重的 问题是，前一个符号的延

41、迟超出 CP 的多径分量会被接收机当做后一个符号接收，从而造成 对后一个符号的干扰（如图中的三角部分所示），这就形成了符号间干扰。而由于错误地捕捉 了相邻符号的一部分分量，FFT 变换就无法完全恢复子载波之间的正交性，从而造成载波间 干扰。当然，绝大多数能量较强的多径分量通常都具有较小的多径延迟，具有很大延迟的多 径分量的能量也较弱。一个适当的 CP 一方面应足够长，以避免严重的符号间干扰和载波间 干扰；另一方面又不能过长，造成过大的 CP 开销，带来额外的频谱效率损失。 219 s s s s s s s s s s s s s s 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 图 5-1

42、3 CP 长度对符号间干扰与载波间干扰的影响 因此通过对多径时延扩展的仿真，可以对不同 CP 值的系统的频谱效率进行评估。评估 发现，对于典型小区半径的单播系统，当 CP 值为 35 时，就能够实现系统频谱效率的最 大化；而当 CP5 时，系统频谱效率都有所降低。 除了考虑多径时延扩展的的影响，还要考虑时域加窗（Time Windowing）处理的影响。 时域加窗可以保证系统符合带外杂散限制，并可以有效地抑制信号的 PAPR，但时域加窗需 要额外增加 1 的 CP 长度。如果再考虑到多径时延检测的可能误差，将 CP 长度设定为 5 上下是比较合适的。将这一分析结论和 OFDM/SC-FDMA

43、符号长度、时隙长度加在一起综合 考虑，最终确定常规 CP（Normal CP）基本长度为 4.687 5s，1 个子帧的 7 个符号中，前 6 个符号的 CP 均为 4.687 5s，最后一个符号的 CP 为 5.208s。 上述分析是基于半径大小典型的小区和单播传输，但 LTE 系统还要支持较大的小区半径 （最大达 100km）和多小区合并 E-MBMS 业务。对于这些应用场景，需要比常规 CP 大得多 的 CP 长度。经过仿真研究发现，将 CP 长度设定在 1014 之间比较合适。如果再考虑将 来如果采用中继（Relay）技术或直放站可能带来的额外延迟，应考虑 CP 长度至少为 1015s

44、。 将这一分析结论和 OFDM/SC-FDMA 符号长度、时隙长度加在一起综合考虑，最终确定在常 规 CP 之外再增加 1 个扩展 CP（Extend CP）选项，长度为 16.67s。另外，对于 DC-MBMS 系统，由于符号长度为单播/MBMS 混合载波系统的两倍（为 133.33s），因此扩展 CP 的长 度进一步延长为 33.33s，可以提供更大范围的多小区 SFN 合并（而且即使沿用 16.67 CP， 省出的 100 也无法构成一个额外的的符号和 CP），姑且可以将这种 CP 称为“超长扩展 CP”。 综上所述，LTE 系统支持的 3 种符号结构如图 5-14 所示，常规小区的单播

45、系统采用 4.687 5 的 CP 和 66.67 的符号；大小区的单播系统或单播/MBMS 混合载波的 E-MBMS 系统采用 16.67 的 CP 和 66.67 的符号；DC-/MBMS 系统采用 33.33 的 CP 和 133.33 的符号。 220 图 5-14 LTE 采用的 3 种符号结构 第 5 章LTE 无线传输系统设计 5.3参考信号设计 参考信号（Reference Signal，RS），就是常说的“导频”信号，是由发射端提供给接收 端用于信道估计或信道探测的一种已知信号。由于 LTE 改变了基本传输和多址方式，原来用 于 CDMA 系统的参考信号设计无法继续使用，需要

46、针对 OFDMA/SC-FDMA 系统重新设计。 5.3.1下行参考信号设计 在 LTE 早期研究中，明确了下行参考信号至少可以用于如下目的。 （1）下行信道质量测量（又称为信道探测）。 （2）下行信道估计，用于 UE 端的相干（Coherent）检测和解调。 （3）小区搜索。 下行参考信号由已知的参考符号构成，如图 5-15 所示。如果定义 OFDM 的基本资源单 位（即 1 个子载波1 个 OFDM 符号）为资源粒子（Resource Element，RE），则下行参考符 号是以 RE 为单位的，即一个参考符号占用一个 RE。 图 5-15 下行单天线参考信号结构（常规 CP 情况） 这些

47、参考符号可分为两列：第 1 参考符号和第 2 参考符号。第 1 参考符号位于每个 0.5ms 时隙的第 1 个 OFDM 符号，第 2 参考符号位于每个时隙的倒数第 3 个 OFDM 符号。第 1 参 考符号位于第 1 个 OFDM 符号有助于下行控制信号被尽早解调。当然，上面所述是针对常规 CP（Normal CP）情况的示例，对于扩展 CP（Extended CP）情况，一个时隙内的符号数量为 221 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 6，此时第 2 列 RS 实际上位于第 4 而非第 5 个 OFDM 符号。 在频域上，每 6 个子载波插入一个参考符号，这个数值是在信道估计

48、性能和 RS 开 销之间求取平衡的结果，RS 过疏则信道估计性能无法接受；RS 过密则会造成 RS 开销 过大。每 6 个子载波插入一个 RS 既能在典型频率选择性衰落信道中获得良好的信道估 计性能，又能将 RS 控制在较低水平。RS 的时域密度也是根据相同的原理确定的，每个 时隙插入两行 RS 既可以在典型的运动速度下获得满意的信道估计性能，RS 的开销又不 是很大。 另外，第 1 参考符号和第 2 参考符号在频域上是交错（Staggered）放置的。而且，下行 参考信号的设计还必须有一定的正交性，以有效地支持多天线并行传输（最多需支持 4 个并 行流）。正交参考信号设计的另一个用途是支持一

49、个 eNode B 内多个扇区之间的区分。 例如实现一个小区内不同天线之间的参考信号正交性的一种方法是采用 FDM（频分复 用）。也就是说，在图 5-15 中，不同天线的参考信号在频域上有一定的位移。另一种可以考 虑的方法是采用 CDM（码分复用）。不同小区之间的正交性即可采用 CDM 方式实现。 下行参考信号一般是公共（Common）参考信号，以广播的方式供小区内所有的 UE 使 用。UE 专用（UE-Specific）的参考信号也有其用途，例如可以用于支持动态波束赋形（Dynamic Beamforming）。 另外，对于多小区合并的 E-MBMS 系统，考虑了以下两种参考信号设计。 （1

50、）多小区公共（Cell-common）的参考信号：即参与多小区 E-MBMS 发送的多个小区 采用相同的参考信号，这种参考信号用于单频网合并的 MBMS（即 MBSFN）系统，只在传 输 MBSFN 信号的子帧中发送。 （2）具有组加扰（Group Scrambling）的小区专用（Cell-specific）参考信号：这种 RS 并 不是用于 MBSFN 系统的，而是用于基于多小区联合检测合并的 MBMS 系统（主要用于少量 小区的合并）的。 由于 E-MBMS 方面的工作仍集中于 MBSFN 模式（见 4.9 节所述），因此 LTE 只设计了 上述第（1）种 E-MBMS RS，而第（2）

51、种 RS 没有被采用。 1下行参考信号时频结构 在 LTE 的早期研究中，初步确定了如图 5-15 所示的 RS 基本时频结构。随着研究的 深入，也有略微调整 RS 结构的提议，即第 1 列 RS 放置在前一时隙的最后一个 OFDM 符 号，第 2 列 RS 放置在第三个 OFDM 符号。在图 5-15 所示的方法中，由于后一时隙的第 1 列 RS 也用于本时隙的信道估计（支持 RS 之间的时域内插），因此这种新方法并不会提 高信道估计性能。这种方法的潜在好处是可以略微减小信道估计时延（约 1.4%2.4%）， 但缺点是大大缩短了 UE 的微睡眠时间（约 33%50%） 5-85-9，而且是本

52、时隙的解调必 须依赖前一帧的 RS。因此，LTE 最终没有采用这种新的结构，仍然维持图 5-15 所示的基 本 RS 结构。 另一种改进方案是在空载的小区间断地发送下行 RS。由于没有数据需要解调，RS 的密 度也不需要维持原有的密度，这样可以降低对相邻小区的干扰。处于 RRC_IDLE（无线资源 控制空闲）状态的 UE 始终按照最稀疏的 RS 结构接收 RS，因此不会受到影响。但这种方法 可以获得性能增益的场景（本小区空载而相邻小区却相当满载）比较少见，而且需要额外的 信令开销予以支持。更重要的是，即使系统处于空载状态，仍可能有 UE 需要下行 RS 进行 222 第 5 章LTE 无线传输

53、系统设计 小区搜索（见 6.4 节）；即使本小区没有 UE 进行小区搜索，相邻小区的 UE 仍需要进行相邻 小区测量，用于可能的切换和小区重选5-10。因此，这种在空载小区进行非连续 RS 发送的提 议没有被 LTE 采纳。 关于第 2 列 RS 的位置也曾有过讨论，有提案建议将每个子帧中第 1 个时隙的第 2 列 RS 前移到该时隙的第 4 列 OFDM 符号，以减小用于子帧中前几个 OFDM 符号解调的 RS 的时域 间隔。由于物理下行控制信道（PDCCH）总是位于一个子帧的最开始几个符号，这种设计可 以进一步改善 PDCCH 在高速移动情况下的信道估计性能，从而理论上能够提高 PDCCH

54、 的 检测性能5-11。但是，这种设计会造成一个子帧内的两个时隙 RS 结构不同，最后 LTE 也没 有采纳这项修改建议。 2MIMO 参考信号复用 一个小区内不同 MIMO 天线之间采用 FDM 的方式复用，一个天线传送 RS 的 RE 不仅 不用于本天线的数据传输，也不再用于其他天线的数据传输，以保证 RS 的正交传输5-8。 MIMO RS 的设计首先应该基于单天线基本 RS 结构，也就是说，MIMO RS 的设计不能影响 单天线 RS 的位置。因此，在图 5-15 所示的基本 RS 结构基础上，形成了图 5-16 所示的 2 发射天线 MIMO RS 结构。从图中可以看到，针对每个天线

55、，RS 结构实际上和图 5-15 完全 一样，只是两个天线端口（简称天线）的 RS 错开放置，第 2 天线的 RS 位置相对第 1 天线 平移了 3 个子载波。（注 1：在 3GPP 规范中，天线序号称为天线 0、1、2、3，和习惯的天 线 1、2、3、4 的叫法不同。读者可能会看到，LTE 研究过程中的大量文献使用天线 1、2、 3、4 的叫法，但这里以最终的 3GPP 规范为准。两种命名法其实是完全等效的，只是起点不 同。注 2：图 5-16 至图 5-20 均是针对常规 CP 的示例，对于扩展 CP，由于每个时隙只有 6 个 OFDM 符号，位于倒数第 3 个 OFDM 符号的最后一列

56、RS 实际上是位于第 4 个 OFDM 符 号，而非第 5 个。） 图 5-16 2 天线 MIMO RS 结构（常规 CP 情况） 在 2 天线 MIMO RS 的基础上，可以进一步扩展为 4 天线 MIMO RS 结构。在 LTE 研究 中，首先明确了 4 天线 MIMO 的 RS 开销不能高于 15%。初步确定的 4 天线 MIMO RS 结构 如图 5-17 所示。第 2 和第 3 天线的 RS 放置在第 1 列 RS 中，位于天线 0 和天线 1 的导频符 号之间5-13，eNode B 可以根据具体情况选择是否发送第 2 和第 3 天线的参考符号。第 2 列 RS 中没有插入第 2

57、 和第 3 天线的 RS，这是因为高阶天线 MIMO 只可能用于相对低速移动的 223 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 场景，在这种场景下，每个时隙一列 RS 符号就能够满足要求了。 224 第 5 章LTE 无线传输系统设计 图 5-17 LTE 初期设计的 4 天线 MIMO RS 结构（常规 CP 情况） 多天线 RS 结构其实可以考虑各种各样的设计。图 5-17 中 RS 结构的出发点是以一套 RS 结构满足在各种场景下采用单天线、2 天线和 4 天线 MIMO 的需要，4 天线时 RS 总开 销达到 14.3%。但是，为了同时满足各种场景，它对某些特定场景并不一定是最

58、优化的。 例如有提议认为应针对微小区（Micro Cell）这种重要场景设计一种更优化的 4 天线 MIMO RS 结构5-14。这种结构考虑到微小区通常不需要支持非常高速移动的用户，所以在天线 0 和天线 1 的时域密度上做了一定牺牲，以换取 RS 开销的降低。这种 RS 结构如图 5-18 所 示，与图 5-17 中的结构不同的是天线 0 和天线 1 只保留第 1 列 RS，而将第 2 列导频中原 本使用的 RE 让给了天线 2 和天线 3。这样，所有 4 个天线的 RS 密度保持一致，RS 总开销 降低到 9.5%。文献5-14建议在微小区使用图 5-18 所示的 RS 结构，而在宏小区

59、中使用图 5-17 所示的 RS 结构。 在研究中，普遍认可图 5-18 所示的 RS 结构确实是对微小区的一种更优化的结构，但增 加这种 RS 结构意味着增加一种额外的 RS 结构选项，这需要额外的信令支持，而且可能给小 区搜索和 SCH/BCH（同步信道/广播信道）的设计带来额外的麻烦（UE 需要识别每个小区使 用的是哪种结构）。 另一种修改建议主张在图 5-17 所示结构的基础上进行局部修改，在不增加 RS 开销 的条件下，将原本集中在第 1 列 RS 的第 2 和第 3 天线的 RS 分散在第 1 和第 2 列，这 样可以获得更高的时域密度，从而使 4 天线情况下更好地支持高速移动，但

60、由于略微降 低了 RS 的频域密度，低速下的性能可能有所损失 5-155-16。LTE 最终没有接受这两种球 修改。 225 3GPP 长期演进（LTE）技术原理与系统设计 图 5-18 曾被考虑的对微小区优化的 4 天线 MIMO RS 结构（常规 CP 情况） 4 天线 MIMO RS 结构的修改是由 RS 跳频和 RS Shifting 技术引起的。如本节第 5 点所述， LTE 考虑采用跳频或 Shifting（最终只采用了 Shifting）技术抑制小区干扰，如图 5-19 所示。但 在图 5-17 所示的 RS 结构中，第 0、第 1 天线的一半 RS 符号和第 2、第 3 天线的