开关电源参数计算(带PFC)

1、LITE ONBy StanleyQE Department,QRALITEON electronics (Dongguan) co.,LTD PFCPFC电路原理及其相关计算电路原理及其相关计算LITE ON一一. .简介简介 稳定的能源设备除了能供应系统维持正常的功能外并影响整个系统的特性稳定的能源设备除了能供应系统维持正常的功能外并影响整个系统的特性，再者当今能源短缺急需节约能源潮流的驱使下，设计产生高效率的能源设，再者当今能源短缺急需节约能源潮流的驱使下，设计产生高效率的能源设备，减少能源浪费是为众所追求的目标。并且在电力品质与电力性能方面也备，减少能源浪费是为众所追求的目标。并且在电

2、力品质与电力性能方面也必须有较严格的标准，例如：较大的额定功率必须有较严格的标准，例如：较大的额定功率, ,较小的杂讯干扰，较理想的较小的杂讯干扰，较理想的能源使用率等等，都是设计电路必须考虑的问题，而电源转换器之功率因数能源使用率等等，都是设计电路必须考虑的问题，而电源转换器之功率因数则直接影响上述性能。则直接影响上述性能。 一般而言，提升功率因数直接影响下述问题：一般而言，提升功率因数直接影响下述问题： 1. 1.杂讯干扰问题。杂讯干扰问题。 由于桥式整流所所产生之输入电流一不规则且不连续之脉动电流，含有大由于桥式整流所所产生之输入电流一不规则且不连续之脉动电流，含有大量之高频谐波，因此对

3、于一些电子周边设备将产生一些不必要的干扰，。故量之高频谐波，因此对于一些电子周边设备将产生一些不必要的干扰，。故为了抑制高频谐波电流干扰必须利用外加电路来修正输入电流使其接近正弦为了抑制高频谐波电流干扰必须利用外加电路来修正输入电流使其接近正弦，如此方能降低输入电流中之高频谐波含量进一步克服杂讯干扰的问题。，如此方能降低输入电流中之高频谐波含量进一步克服杂讯干扰的问题。一一. .PFCPFC电路基本电路基本原理原理LITE ON2 2. .能源浪费问题能源浪费问题: : 过低的功率因数值若是从能量之观点来解释过低的功率因数值若是从能量之观点来解释, ,意味着输入电流的意味着输入电流的总谐波失真

4、总谐波失真( (Total Harmonic Distortion,THD)Total Harmonic Distortion,THD)很高，因此一部很高，因此一部传统式电源从标准插座（传统式电源从标准插座（Standard Outlet)Standard Outlet)上所吸取之功率将上所吸取之功率将只有插座上额定功率的五分之三左右，异言之将有五分之二的只有插座上额定功率的五分之三左右，异言之将有五分之二的能量消耗在高频谐波电流上。能量消耗在高频谐波电流上。 因此为了提升电源转换器之输出额定功率，减少能源浪费因此为了提升电源转换器之输出额定功率，减少能源浪费及杂讯干扰功率因数较正是有其必要的

5、。及杂讯干扰功率因数较正是有其必要的。二二. .功率因数修正技术功率因数修正技术 一般的桥式整流之所以会导致一般的桥式整流之所以会导致PFPF值较低，可有以下讨论看出，值较低，可有以下讨论看出，如图所示，全桥式整流只有在电源电压如图所示，全桥式整流只有在电源电压ViVi高于电容电压高于电容电压VoVo时才时才会导通，在这些期间输入电流必须供应半周所需之能量，因此会导通，在这些期间输入电流必须供应半周所需之能量，因此其波形呈现高尖之特性，这样的波形含有大量的高次谐波，其其波形呈现高尖之特性，这样的波形含有大量的高次谐波，其功率因数也只能达到功率因数也只能达到0.50.70.50.7。 LITE

6、ON最低输入电压的确定最低输入电压的确定如图：如图： 电压电压 电流电流PFCPFC相关参数的计算相关参数的计算LITE ON有有 D=TD=Tonon/(T/(Tonon+T+Toffoff) ) 则：则：T Tonon=D/F=D/FPFCPFC, T, Toffoff=(1-D)/ F=(1-D)/ FPFCPFC上升斜率上升斜率= =/ / T Tonon下降斜率下降斜率= =/ / T Toffoff又根据电感的特性方程：又根据电感的特性方程：U=Ldi/dt U=Ldi/dt 得得当当PFCPFCMOSMOS管导通时管导通时 2 2U Uiminimin=L=L/ / T Ton

7、on 当当PFCPFCMOSMOS管截止时管截止时 U U0 0高压高压2 2U Uiminimin=L=L/ / T Toffoff / /可得：可得：2 2U Uiminimin(U(U0 0高压高压2 2U Uiminimin)=T)=Toffoff/T/Tonon=(1-D)/D=(1-D)/D由上式可得由上式可得U Uiminimin=U=U0 0高压高压(1-(1-D DpfcMAXpfcMAX)/2)/2 由此式可知，电源输入电压的最小值是由由此式可知，电源输入电压的最小值是由PFC MOS占空比和占空比和PFC电路最终输出的高压直流电压的数值而决定的，在电路最终输出的高压直流电

8、压的数值而决定的，在PA-1151-3电路电路中，中，U0高压高压390V,PFC芯片芯片L6561最大占空比最大占空比 LITE ON70%. 将将U0高压高压、Dmax代入上式可得：代入上式可得：Uimin=82.73V因此选取输入电压的下限为因此选取输入电压的下限为Uimin=85V. PFC 二极管的确定二极管的确定由能量守恒可知，在输入电压最小时，输入电流最大。由能量守恒可知，在输入电压最小时，输入电流最大。设最大的输入电流有效值为设最大的输入电流有效值为Iinmax(rms)则有：则有：Iinmax(rms)U0I0/1Uimin它和流经它和流经PFC电路得电流电路得电流关系为关系

9、为Iinmax(rms)U0I0/1Uimin对于此机种，将对于此机种，将U0=12V,I0=13A(fan=0.5A),1=0.73, Uimin=85V,代代入上述方程得：入上述方程得： I=7.1109A 实际测量如图：实际测量如图：LITE ONCH4CH4为电流波形：为电流波形：LITE ONPFC 电感感值的确定电感感值的确定因为在因为在PFC MOS管截止时管截止时,PFC电感上的电流不会突变电感上的电流不会突变,所以下降得电流会流过所以下降得电流会流过D102,所以对于所以对于D102,它所流经的最大电流应为它所流经的最大电流应为I=UoIo/1Uimin又又2Uinmin=L

10、PFC/t=(2LPFCUoIofPFC2)/(1 1DpfcMAXUinmin)可得：可得：LPFC=(Dpfcmax1Uimin2)/( 2U0I0FPFC)将将Uimin=U0高压高压(1-DpfcMAX)/2代入上式代入上式 LPFC=(U0高压高压2(1-DMAX)2DMAX1)/(4U0I0FPFC)从从L的关系式可知的关系式可知L的大小由输出最大电流的大小由输出最大电流Io, PFC MOS管的最低工作频率管的最低工作频率fPFC、最大占空比最大占空比Dpfcmax,最小输入电压最小输入电压Uimin,电源效率电源效率1,共同决定的。共同决定的。将将DpfcMAX=0.7, 1=

11、0.73, U0=12V, I0=12.5A(fan=0.5A), FPFC=35KHz代代入上式得入上式得 LPFC=320uH, （实际测得实际测得LPFC=315uH） LITE ON电源输出极限电流的确定电源输出极限电流的确定 由上述的由上述的PFC感知的确定公式可以导出感知的确定公式可以导出I0 I0=(U0高压高压2(1-DMAX)2DMAX1)/(4U0 LPFC FPFC) 从上述公式可知若要电源输出极限电流，则从上述公式可知若要电源输出极限电流，则PFC电路的工作频电路的工作频率最低，且占空比最大。率最低，且占空比最大。 将将DMAX=0.7, 1=0.73, LPFC=32

12、0uH, FPFC=27KHz代入得代入得I0MAX=16.867A (实际测得输出极限电流为实际测得输出极限电流为17.1A) 同时从上述得输出电流公式也让我们看到了在电源输出任意电同时从上述得输出电流公式也让我们看到了在电源输出任意电流值的情况下，占空比和流值的情况下，占空比和PFC电路工作频率之间的关系。电路工作频率之间的关系。LITE ON 实际测得实际测得PFC 芯片工作最低频率芯片工作最低频率26.74KHzLITE ON開開關電關電源源參數計參數計算算By Cd ZhangQE Department, QRALITEON electronics (Dongguan) co.,LT

13、DLITE ON 变压器主线圈感值的确定变压器主线圈感值的确定 因为变压其前端输入电压固定因为变压其前端输入电压固定,所以不论任何输入电压所以不论任何输入电压,主主MOS 的开关频率几乎固定不变的开关频率几乎固定不变,设变压器的变比为设变压器的变比为N,开关频率为开关频率为f f主主, , (, (经试验测得经试验测得N=11 fN=11 f主主=70=70KHz)MOSKHz)MOS管上的电压和流经变压器的电管上的电压和流经变压器的电流如下图所示流如下图所示: :xyLITE ON 由功率守衡可知由功率守衡可知; U0高压高压*Irms=W功功/2=U0 I0/2 可得可得; Irms=U0

14、I0/ U0高压高压2下面列方程下面列方程,主要依据：主要依据： 一周期中变压器上升的电流有效值应等于一周期中变压器上升的电流有效值应等于Irms 上升斜率应符合电感特性方程上升斜率应符合电感特性方程 U=Ldi/dt 初次级电流的变比应符合初次级电流的变比应符合N.倍的关系倍的关系.因此得到方程组因此得到方程组. X*D主主/F主主+ Y*D主主/F主主=Irms/F主主 YF主主/D主主= U0高压高压/L I =X=X= I0 /N /N 解得解得; X= I0/N/N Y=2I0(U0/D主主2U0高压高压-1/N) L=D主主2U0高压高压22N/(2 I0 F主主( U0 N- D

15、主主2U0高压高压) 从上述解中可得到一个隐函条件从上述解中可得到一个隐函条件,即即Y0. 因为主因为主MOS管在道通时管在道通时,变压器的变压器的电流不可能下降电流不可能下降.所以从所以从Y0条件中解得条件中解得 U0/ D主主2U0高压高压1/ 1/N NLITE ON得得 DU0N/2U0高压高压 即主即主MOS管的最大占空比管的最大占空比 因为在二次侧应属于降压型电路因为在二次侧应属于降压型电路,则输入与输出应符合则输入与输出应符合 输出输出=输入输入*D对于此电路应有对于此电路应有 U0=D主主U0高压高压/N 可得可得: D主主= U0N /U0高压高压 将将D主主=U0N/ U0

16、高压高压代入代入L得表达式有得表达式有 X=I0/N Y=2(1-2)I0/N2 L=U0N22/(2I0F主主(1-2) 将将U0=12V, N=11, 2 =0.5, I0=1A(实际测得在输出电流为实际测得在输出电流为1A时时,电源效率电源效率为为46.5%,考虑到此效率是变压器前端至输出的效率考虑到此效率是变压器前端至输出的效率,所以取所以取2 =0.5),F主主=70KHz 代入代入L的表达式得到的表达式得到L的感值大小的感值大小 L=10.37mH (实际测得实际测得11.2mH) LITE ON 从上述的推导过程可以看出，此处的从上述的推导过程可以看出，此处的2应是变压器至输出的

17、效应是变压器至输出的效率率, ,为此可取为此可取2=0.85 ，在机台满载情况下在机台满载情况下(I0=13A)可计算出可计算出 X=1.186A, Y=0.4186A .在超载时（在超载时（I0=17A）可计算出可计算出X=1.551A ,Y=0.547A ,X+Y=2.098A.实际测的波形如图实际测的波形如图: : LOAD 17A LOAD 17A CH2CH2为电流波形（为电流波形（1 1A/divA/div）LITE ON对对L进行讨论：进行讨论： 令令L为为的函数，对的函数，对L求导可以得到求导可以得到 L=1/(1-)2 其函数图形如图其函数图形如图: :从图形上可以清楚地看到

18、若机台的工作效率高，那么对应的主变压器的从图形上可以清楚地看到若机台的工作效率高，那么对应的主变压器的感值就要适当的提高。感值就要适当的提高。LITE ON 二次侧整流二极管的确定二次侧整流二极管的确定按变压器的变比将一次侧的电流变换致二次侧可知按变压器的变比将一次侧的电流变换致二次侧可知,二次侧电流大二次侧电流大致波形为致波形为: 从电流变比的关系很容易计算出二次侧电流的峰值从电流变比的关系很容易计算出二次侧电流的峰值 Ipeak=N(X+Y)= I0(2-2)/2取取 2等 于等 于 0 . 8 5 ， I0等 于等 于 1 2 . 5 A ( 正 常 工 作正 常 工 作 ) 得得Ipe

19、ak=16.912A I0等于等于17A (工作极限工作极限)得得 Ipeak=23A LITE ON讨论：讨论： 从上述关于二次侧整流二极管所流电流峰值的公式中可以看从上述关于二次侧整流二极管所流电流峰值的公式中可以看到，此峰值电流只和效率，输出电流有关。到，此峰值电流只和效率，输出电流有关。在这里我们可以把在这里我们可以把I I看作是看作是的函数，对其求导得的函数，对其求导得 : I.= -2/2. . 所以所以I I是递减函数，其大致曲线如图是递减函数，其大致曲线如图 : :LITE ON主主MOS耐压值的确定耐压值的确定 从变压器的电流波形可知从变压器的电流波形可知,电流在减少时会产生

20、一个反电动势。电流在减少时会产生一个反电动势。 在主在主MOS导通时有导通时有: V0高压高压=(/ ton)*L主主 (电感特性电感特性) = / t= B B * * S S * *N N / ton (法拉第电磁感应定律法拉第电磁感应定律) 从中可以导出从中可以导出 B B=( V0高压高压 ton)/SN 在截止时在截止时,由法拉第电磁感应定律：由法拉第电磁感应定律： = =反反+ +漏漏= = / tr= B B * *S S * *N N / tr =( (V0高压高压 ton)/ tr 上式变形后得上式变形后得; * tr= V0高压高压 ton (面积相等面积相等,tr 包括泄

21、磁阶段包括泄磁阶段,恢复阶段恢复阶段) 同时在截止时同时在截止时,由二次测反加回一次侧的电压由二次测反加回一次侧的电压反反大小应为大小应为 反反= =V0*N 这样在主这样在主MOS上产生的压降为上产生的压降为 V=V0高压高压+反反= = V0高压高压+ +V0*N在考虑主变压器的漏感时有下述方程：在考虑主变压器的漏感时有下述方程： 漏漏=(=(I Ip/tr泄磁泄磁)*L漏漏 LITE ON 所以加在所以加在MOS管上的总压降是管上的总压降是 V= V0高压高压+ +V0*N+漏漏 = V0高压高压+(V0/D主主)*N+(I (Ip/tr泄磁泄磁)*L漏漏 又因为又因为反反应当相等，则应

22、当相等，则 反反=( (V0高压高压 ton)/ tr-漏漏 1式式 反反= V0*N 2式式 通过通过1,2两式可以得出两式可以得出 ton= =( ( V0*N+漏漏)/ V0高压高压* tr 取取V0高压高压=390V, V0=12V, D主主=0.3385, N=11, Ip=1.537A, tr泄磁泄磁=2=2uS, uS, L L漏漏=30=30uHuH带入上式得带入上式得 ; ; V=390+389.9+23.055=802.955VV=390+389.9+23.055=802.955V LITE ON实 际 测 得 主实 际 测 得 主 M O S 管 电 压 波 形 如 图管

23、 电 压 波 形 如 图(U=810V)LITE ON从耐压值的公式上看到，这个高压和输出电流的大小有一定的关从耐压值的公式上看到，这个高压和输出电流的大小有一定的关系，但是从公式中可知及便时满载输出由漏感所引起的反向电压系，但是从公式中可知及便时满载输出由漏感所引起的反向电压也只有也只有2323V.也就是说不论机台输出与否，只要处在工作之中，那也就是说不论机台输出与否，只要处在工作之中，那么主么主MOSMOS管就要承受压降。管就要承受压降。 主变压器泄磁波形主变压器泄磁波形LITE ON PFC电容的确定电容的确定 由由电容的定义式电容的定义式C=Q / Q / U, U, 所以只需确定所以

24、只需确定 Q Q ，U U即可即可。因因为电容上的电压应是一个近乎于稳定的高压直流电压，但实际上是一为电容上的电压应是一个近乎于稳定的高压直流电压，但实际上是一个直流量和交流量的迭加如图个直流量和交流量的迭加如图,所以所以U应对应于交流电压在应对应于交流电压在MOS管道管道通时的改变量。通时的改变量。Q应对应于在应对应于在MOS管道通时改变的电量。管道通时改变的电量。LITE ON由芯片的资料可知由芯片的资料可知,当脚感应到当脚感应到I=37uA电流变化时它将调整工作频率，电流变化时它将调整工作频率，从而使高压直流稳定。从而使高压直流稳定。LITE ON所以迭加在直流量上的交流电压的表达式如下

25、：所以迭加在直流量上的交流电压的表达式如下：U交交= IRsint t 对其求导可得到对其求导可得到U U=IR2f入入D/f主主 Q=Y*D主主/(2f主主)= Io*(1-2)*D主主/(N2f主主) C=Q/U=(1-(1-2)*I0/(N/(N2IR2f入入) 将将2=0.85, I0=12.5A（正常工作）正常工作）, N=11, R=(2*511)K, f入入47Hz代入代入上式得到电容值为上式得到电容值为18.0327uF 若取若取I0=17A,则对应的电容容值为则对应的电容容值为25.524uF. 关机时间的确定关机时间的确定 由能量关系可知，电容上消耗的能量应等于负载得到的能

26、量，随着电由能量关系可知，电容上消耗的能量应等于负载得到的能量，随着电容上电压的下降，为了保持输出端电压的稳定，容上电压的下降，为了保持输出端电压的稳定，MOS管会逐渐增加占空比管会逐渐增加占空比，但当占空比达到极大值，但当占空比达到极大值 。LITE ON时，便会出现电压下掉，如图时，便会出现电压下掉，如图: :可以推知在输出电压开始下掉时，电容上的电压应为可以推知在输出电压开始下掉时，电容上的电压应为 U=N U0/D主主MAX=U0高压高压所以有：所以有： 1/2C(U0高压高压2-U2)=U0I0T/ 化简可得化简可得 T= U0高压高压2(1-2)C/(2U0I0)LITE ON 说明说明:因为此时机台以无交流电输入，变压器前端的效率会随着电容上因为