微波技术与天线课后题答案

1、1-1 解： f=9375mhz, 此传输线为长线1-2解： f=150khz, 此传输线为短线1-3答： 当频率很高，传输线的长度与所传电磁波的波长相当时，低频时忽略的各种现象与效应，通过沿导体线分布在每一点的损耗电阻，电感，电容和漏电导表现出来，影响传输线上每一点的电磁波传播，故称其为分布参数。用表示，分别称其为传输线单位长度的分布电阻，分布电感，分布电容和分布电导。1-4 解： 特性阻抗 f=50hz x1=l1=25016.6510-9/cm=5.2310-6/cm b1=c1=2500.6661010-12=2.0910-9s/cm1-5 解： 将 代入 1-6 解： zl=z0 1

2、-7 解： 由 得 由 得 1-8 解： (a) (b) (c) (d) 1-9 解： 1-10 解： 1-11 解： 短路线输入阻抗 开路线输入阻抗 a) b) c) d) 1-12 解： 1-13 解： 表1-4 短路线长度0.1820.250.150.62输入阻抗j2.2j1.38j0.94输入导纳-j0.460-j0.024-j1.061-14 解： 表1-5 开路线长度0.10.190.370.48输入阻抗-j1.38-j0.4j0.94j7.9输入导纳j0.73j2.5-j1.06-j0.131-15 解： 表1-6 负载阻抗0.3+j1.30.5-j1.630.250.45-j1

3、.2-j2.0驻波比9.161.86345.7反射系数0.80.30.50.60.711-16 解： 表1-7 负载阻抗0.8+j0.3-j1.1j1.01.06+j3输入阻抗0.488-j0.610.23+j0.850-j110.13-j0.067输入阻抗()24.4-j30.511.5+j42.30-j50506.67-j3.331-17 解： 1-18 解： 用公式求 用圆图求 短路分支线的接入位置 d=0.016时 最短分支线长度为 l=0.1741-19 解： 由圆图求得 1-20 解： 1-21 解： 并联支节输入导纳 此时 （纯电阻） 变换段特性阻抗 1-22 解： 由 得 由

4、得 1-23 解： 原电路的等效电路为 由 得 向负载方向等效(沿等图)0.25电长度 得 则 由 得 由负载方向等效0.125电长度(沿等图)得 1-24 答： 对导行传输模式的求解还可采用横向分量的辅助标位函数法。将横向电场或磁场用标位函数的梯度表示。该标位函数可用纵向分布函数u(z).i(z)及横向分布函数表示。对应横向电场与横向磁场的纵向分布函数u(z).i(z)具有电压与电流的量纲，故称其为对应导行模式的模式电压与模式电流。其满足的传输线方程为 无论te波还是tm波，其模式电流电压满足的传输线方程与长线方程一样。故称其为广义传输线方程。1-25 答： 导行波不能在导波系统中传输时所对

5、应的最低频率称为截止频率，该频率所确定的波长称为截止波长 当 时，波被截止，不能传播 当 时，波可以传播1-26 答： 当波截止时， 。 当波传播时，。 一为衰减波，无法传播。一为传输波，可以沿导波装置传播。1-27 答： 当电磁波在导波系统中的传播相速与频率有关时，不同频率的波同时沿该导波装置传输时，等相位面移动的速度不同，有快有慢，故该现象为“色散”。1-28 答： 对比自由空间均匀平面波的波阻抗定义，定义波导的波阻抗为 ，且et,ht与传播方向满足右手定则 1-29 解： 由 得 1-30 解： 1-31 证： 1-32 解： 由 得 1-33 解： 高次模tm波有 不传播 te模 可以

6、传播 可以传播 不能传播 不传播 可以传播tem te11 te21波型1-34 解： 1-35 解： (1) 由可知时(2)时1-36 解：t/b=0.05, w/b=0.7 查图1-51(a)得代入式(1-68a)计算得由得1-37 解：由式(1-72)可求a=2.991.52 w=0.32mm1-38 解：由可知1-39 答：耦合传输线在偶模激励时，单位长度的偶模分布阻抗与导纳之比开方定义为偶模特性阻抗，即。同理，奇模激励时，单位长度的奇模分布阻抗与导纳之比的开方定义为奇模特性阻抗，即。将偶模特性阻抗与偶模相连与单位长电容表示时，所得分布电容称为偶模电容，用表示即同理将奇模特性阻抗用奇模

7、相连与单位长电容表示时，所得分布电容称为奇模电容，用表示，即1-40 解：查图1-57得s/b=0.03 w/b=0.7 s=0.06mm w=1.4mm1-41 解：由图1-57得s/b=0.12 s=0.72mm w/b=1.36 w=8.16mm1-42 解：由图1-60可查得1-43解： s/h=0.5 w/h=1 由图1-60可查得2-1 答： 将微波元件等效为网络进行分析，就是用等效电路网络参数代替原微波元件对原系统的影响。它可将复杂的场分析变成简单易行的路分析，为复杂的微波系统提供一种简单便捷的分析工具。2-2 答： 波导等效为双线的等效条件是两者的传输功率相等，由于模式电压，电

8、流不唯一，导致等效特性阻抗，等效输入阻抗也不唯一，而归一化阻抗仅由反射系数确定，反射系数是可唯一测量的微波参量。因而归一化阻抗也是唯一可确定的物理量。故引入归一化阻抗的概念。2-3 答： 归一化电压与电流和不归一电压u，电流i所表示的功率要相等，由此可得的定义为 的量纲相同，均为。故也称其为归一化功率波2-4 答： (a) 由 得 (b) 由 得 (c) 由 得 (d) 由 传输线方程已知终端条件的解双曲函数的形式，将，代入得 即 当 时 (e) 将 代入(d)中解 可得 2-5 解： (a) (b) 2-6 解： (a)等效电路如图所示 由 得 即 (b)等效电路如图所示 由 得 (c)等效

9、电路如图所示 由 得 2-7 证： 由 将 代入 得 2-8 证： 由 将 代入得 即 代入有 2-9 证： 由互易时 deta=1 可得 即 且 2-10 证： 且 2-11 解： 设波节处的参考面为 则 将参照面内移到 由对称性可知 由无耗网络的性质可知 2-12 解： 插入相移 插入衰减 电压传输系数 输入驻波比 2-13 解： 由 可知 由 可得 即 由 得 2-14 解： 插入驻波比 即为输入驻波比 即 2-15 解： 2-16 解： 内移 外移 不动 由 也可求得 其中 2-17 解： 代入式 (2-44a)可得 由 可知该网络是互易有耗的 3-1 解： 电容膜片 对称电容膜片引入

10、导纳 由 得 位于导纳圆图上对应电刻度为0.375处，沿等图向电源方向等效到 1-j0.7处(0.348)得 则 即 电感膜片 对称电感膜片引入导纳 将等效到1+j0.7处(0.153)得 则 3-2 解： 由 f=3ghz 得 介质套筒中相波长 特性阻抗设为 则 由 得 3-3 解： 设变换段特性阻抗为，则 3-4 解： 由 得 3-5 解： 由式(1-72)可得 w=4.3mm (式(1-73) 3-6 解： (1) 必须得落在辅助圆上 即 此时 感性 此时 (2) 由 得 解得 容性 感性3-7 解： 在匹配禁区中，要匹配必须走出匹配禁区。即长度为l的传输线至少要使 即 解之有 当 3-

11、8 解： 若 则在辅助圆下半圆上，经/4等效至圆上半圆，则螺钉提供容纳无法使其匹配3-9 解： 由(3-16)式，当n=2时，代入(3-19)式得 由 得 得 对 段 对 段 要求 实际 由 不能满足频带要求3-10 解：c(db)d(db)(db)(mw)(mw)3252250mw0.316mw6302425mw0.1mw10302010mw0.1mw3-11 解： 由 得 3-12 解： =3-13 解： 由式(3-46b)可知 串联组合的耦合器c与k的关系 解之可得 取k=0.294( 弱耦合) 3-14 解： 每只耦合器的 两只串联组合后的s参数为 对第一组耦合器 可求出 加到第二组耦

12、合器输入端的信号为 由 可得 3-15 解： 如图所示3-16 解：该3db双分支定向耦合器的s参数为 由 得 3-17 解： 将3db不变阻分支定向耦合器的s参数矩阵参考面外移，则新的s参数矩阵为 2，3端口短路，即 即 4端口有输出，构成一线性移相器3-18 证： 设互易，无耗的三端口网络的s参数为 由得 若2，3端口匹配，则有 代入，式得 两式相减得 代入式得 代入式得 即1端口不匹配 无耗互易的三端口网络，三个端口不能同时实现匹配。3-19 解： 由 得 隔离电阻 3-20 解： 由 得 3-21 证： 由图示可知 代入 得 由 可得 得证3-22 解： 由 (1) 将 代入得 (1，

13、2，4端接匹配源) (2) 将 代入得 (1，2，3端接匹配源) (3) 将 代入 (3，4端接匹配源) (4) 将 代入 (2，3，4端接匹配源) (5) 将 代入 (1，2端接匹配源) (6) 将 代入 (1，2端接匹配源，相差180度) 3-23 解： 1)当发射机工作时，理想情况下接1，2臂时放电盒理想电离，瞬间形成一理想电短路面，此时有 由 由 得 将 代入得 发射机功率全部到达天线输出 2) 接收机工作时，天线接收到信号经第一个匹配双t 1，2臂到达第二个匹配双t及 1 2臂分别用表示 则由 可得 则 代入 得 天线接收及功率全部到达接收机3-24 解： 特点：微波谐振器(腔)是用

14、电壁和磁壁封闭的空腔，是一分布参数系统。具有多谐，多模性；其谐振特性参数为谐振波长，品质因数及等效电导g；其分析方法也不同于等长参数谐振电路。3-25 答： w-谐振器内的储能 -谐振器的损耗功率 仅由谐振器(腔)内部自身的损耗功率定义的品质因数称为固有品质因数，用表示 且 考虑外部其他等效负载吸收功率时的品质因数，称为有载品质因数，用表示，且 3-26 解： 由开路电容为1.5pf可得开路端缩短长度 即 由 可得 3-27 解： 由谐振条件式(3-103) 可得 ， 3-28 解： 由 将 代入可得 由 f=12ghz 可知 3-29 答：书p1773-30 答：书p1773-31 答：书p

15、1853-32 答：略4-1解远区场条件：kr1 1/kr1/( kr)21/( kr)3 只保留1/r （e，忽略） 近区场条件 ：kr1，rr/2 1/kr1/( kr)21/( kr)3 忽略1/r项1 4-2解：f=3mhz, =100m r=10km,r/2 即a、b、c、d、e各点在电基本振子远区场（1） a点： =00， ea=0 v/m b点： =300， | ea|= 9.42 10-5 v/m c点： =900， | ec|=| emax|=1.88410-4 v/m d点： =1500， | ed|=| eb | =9.42 10-5 v/m e点： =1800， ee

16、=ea =0 v/m（2）若电流元垂直纸面，则a、b、c、d、e各点在h平面上，则各点场强相同，且为最大值| emax|=1.88410-5 v/m，极化方向均垂直于纸面。4-4解：2l=/2 e面xoz面 极值：=900，2700，零值：=00，1800 2l=1.5 六个极值： 900，500，1300，2300，2700，3100 零值：00，70.50，109.50，1800，250.50，289.502l=2 四个最大值：=600，1200，2100，3300四个零值：=00，1800，900， 4-6解：电流元：f（0）=f（）=sin 半功率波瓣宽度：bw为f2（0.5）=1/2

17、夹角。 所以，0.5 =450 则bw=20.5=9004-7 解：l=0.252l=/2 半波振子 f2（0.5）=1/2，0.5390，则bw=20.5=780 l=12l=2， f2（0.5）=1/24-8解： 电流元： 代入积分，得 电流元方向系数d=1.54-9解： =20lg0.01 db=-40db 又因为，d=100 则任意方向 ：d（）= ， 副瓣 则第一副瓣：4-13解：2l=2m，1=10m，2=4m 有效长度： 代入： 1=10m， 2=4m，为半波偶极子，4-25解： e面方向图（纸平面）4-10 解： 由max=1.414，=900 所以由图：，由定义 4-11解：

18、 由 且电流元d1=1.76db=1.5，半波振子d2=2.15db=1.64 （a） （b） 4-14解：对称振子的电流分布近似认为与开路双线电流分布一致4-16 已知电流元在、r=5km，处电场为2mv/m，求其辐射功率解： 由 电流元 由 电流元d=1.5，4-17 已知pin=10w，d=3，效率求（1）r=10km处电场值 （2）若欲使r=20km处电场和（1）中10km处相同，方向系数应增加多大？解： 由得（1） r=10km处，（2） 设天线效率相同，输入功率相同由 4-18 设天线归于输入电流的辐射电阻和损耗电阻分别为，方向系数d=3，求其输入电阻r0和增益g。解： 输入天线时

19、功率=天线损耗功率+天线辐射有功功率 归于输入电流输入电阻： 天线效率： 4-24 两基本振子等幅同相馈电，排列如图，画出（a）（b）两种情况下e面和h面方向图4-26 求下列二元阵的方向函数并画e面和h面方向图（设全为半波振子）解： 二元阵阵因子： （a）坐标如图： （c） （e） 4-25 求离地高度为h=1.5的垂直半波振子的方向函数解： 垂直的半波振子正像等幅同相二元阵的因子： 单元半波振子，因为与互余 所以，方向图函数： 方向图略4-27 求图中三元阵的方向函数，并概画上半空间的垂直面方向图解：（1）先求三元阵方向函数（由图上电流分布知，电流自左至右各滞后900，端射阵最大方向在=0

20、0） （3） 地面影响即地因子因为振子垂直于地面 综上，方向图函数： 式中：半波振子，与互余： 阵因子， 地因子， 所以，四年的艰苦跋涉，五个月的精心准备，毕业论文终于到了划句号的时候，心头照例该如释重负，但写作过程中常常出现的辗转反侧和力不从心之感却挥之不去。论文写作的过程并不轻松，工作的压力时时袭扰，知识的积累尚欠火候，于是，我只能一次次埋头于图书馆中，一次次在深夜奋笔疾书。第一次花费如此长的时间和如此多的精力，完成一篇具有一定学术价值的论文，其中的艰辛与困难难以诉说，但曲终幕落后留下的滋味，值得我一生慢慢品尝。敲完最后一个字符，重新从头细细阅读早已不陌生的文字，我感触颇多。虽然其中没有什

21、么值得特别炫耀的成果，但对我而言，是宝贵的。它是无数教诲、关爱和帮助的结果。我要感谢我的指导教师fanny老师。范老师虽身负教学、科研重任，仍抽出时间，不时召集我和同门以督责课业，耳提面命，殷殷之情尽在谆谆教诲中。这篇论文更倾注了她的大量心血。从初稿到定稿，范老师不厌其烦，一审再审，大到篇章布局的偏颇，小到语句格式的瑕疵，都一一予以指出。同时，我要感谢传播与艺术学院所有给我上过课老师，是他们传授给我方方面面的知识，拓宽了我的知识面，培养了我的功底，对论文的完成不无裨益。我还要感谢学院的各位工作人员，他们细致的工作使我和同学们的学习和生活井然有序。衷心感谢实习单位中国青年政治学院新闻中心的所有老师。他们时时关注我的论文写作，并从多方面给予了有力支持，让我能够全身心地投入到论文写作中。谨向我的父母和家人表示诚挚的谢意。他们是我生命中永远的依靠和支持，他们无微不至的关怀，是我前进的动力；他们的殷殷希望，激发我不断前行。没有他们就没有我，我的点滴成就都来自他们。让我依依不舍的还有各位学友、同门和室友。在我需要帮助的时候，_等学友伸出温暖的双手，鼎立襄助。能和相遇、相交、相知是人生的一大幸事。本论文的完成远非终点，文中的不足和浅显之处则是我新的征程上一个个新的起点。我将继续前行！四年的艰苦跋涉，五个月的精心准备，毕业论文终于到了划句号的时候，心头照例该如释重负，但写作过程中常常